換気送風装置
【課題】矩形波通電の換気送風装置において、スイッチング素子の発熱が多い場合、高温雰囲気では放熱部品が必要となるため駆動回路が大きくなるという課題があり、発熱が少なく高温雰囲気でも駆動可能で信頼性の高いスイッチング素子及び、放熱部品を不要にして、駆動回路が小型になることおよび、メンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、高所で作業しなければならないため作業がしづらいという課題があり、メンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業できること目的とする。
【解決手段】スイッチング素子に双方向スイッチング素子２を使用しスイッチング素子に内蔵されたダイオードに流れる電流を抑制し発熱を抑えたものである。
【解決手段】スイッチング素子に双方向スイッチング素子２を使用しスイッチング素子に内蔵されたダイオードに流れる電流を抑制し発熱を抑えたものである。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子に双方向素子を使用したブラシレスＤＣモータの駆動回路を搭載したレンジフード等の換気送風装置に係り、矩形波通電で通電切替えをする駆動回路において、スイッチング素子の発熱を抑えて高温雰囲気内でも駆動できる換気送風装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のブラシレスＤＣモータやその駆動回路は消費電力が少なく、耐久性に優れていることから、長時間にわたり使用される換気送風装置、例えばレンジフードや天井埋込形換気扇に搭載されるようになってきた。レンジフードは、ガスレンジが燃焼するため高温雰囲気で使用され、更に、その駆動回路はスイッチング素子が発熱し、放熱部品が必要となるので大型化していた。
【０００３】
図１０は従来のレンジフードにブラシレスＤＣモータを搭載し、実際に台所に設置された例を示している。図１０（ａ）はレンジフードの説明図であり、レンジフード１１９はキャビネット１１５の内部にブラシレスＤＣモータ１３２及び送風ファン１１６を取り付けた構造としている。また、キャビネット１１５の外部にブラシレスＤＣモータの駆動回路１１２を内蔵した回路ケース１２７を取り付け、フード１１８の内部にブラシレスＤＣモータ１３２の運転停止を行うスイッチ回路１０７を内蔵した回路ケース１２６を取り付け、ブラシレスＤＣモータの駆動回路１１２はスイッチ回路１０７の運転停止信号を接続線１１４により受け取り、モータ接続線１２５を通してブラシレスＤＣモータ１３２を駆動させる。一方、台所で調理する時に発生する熱気、煙や蒸気はブラシレスＤＣモータ１３２により送風ファン１１６が回転することによって、フード１１８に取り付けられた整流板１２０及びフィルタ１１７を通って送風される。
【０００４】
図１０（ｂ）はレンジフード１１９の設置状態の例を示し、室外側はキャビネット１１５が外壁１２２のはり桟等に取り付けられ、室内側は幕板１２３が取り付けられている。ブラシレスＤＣモータ１３２に取り付けられた送風ファン１１６を回転させることによって、台所の熱気、煙や蒸気を室内からアダプタ１２８及び外壁１２２に設けられたフード１２１を通して、室外に排出させる。
【０００５】
ここで、回路ケース１２６に内蔵された転停止等のスイッチ操作をするスイッチ回路１０７の周囲は台所で調理する時に発生する熱気で高温になるため、回路ケース１２７に内蔵された駆動回路１１２はスイッチング素子の発熱の余裕が少なくブラシレスＤＣモータ１３２の出力アップができない。このため、直接高温にならないキャビネット１１５の上に設置している。
【０００６】
図１１、図１２及び図１３は従来の回転子の位置を回転子の磁石の磁極を３つ磁気センサで検出し、その信号の組合せによってブラシレスＤＣモータの３相の固定子巻線に印加するモータ電圧を決定し、矩形波通電で回転させるブラシレスＤＣモータの駆動回路が知られている。（例えば、特許文献１参照）以下、そのブラシレスＤＣモータの駆動回路の動作について説明する。
【０００７】
図１１に示すように、直流電源１０５は、インバータ回路１０１に直流電圧を供給する。インバータ回路１０１は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の上アームのスイッチング素子１０２であり、同じようにＱ４，Ｑ５，Ｑ６はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の下アームのスイッチング素子１０２である。各スイッチング素子１０２は通常ＭＯＳＦＥＴが使用され、それぞれ並列に還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６を内蔵した構造となっている。また、スイッチング素子１０２の発熱が多い場合、放熱部品１２４が配置されている。図１２はスイッチング素子１０２に放熱部品１２４が配置された図を示す。放熱部品１２４は一般に熱伝導率の良いアルミニウムでできたいわゆる放熱フィンが使われ、スイッチング素子１０２の発熱が多いほど放熱のために大型化する。ブラシレスＤＣモータ１３２は固定子１０３と回転子１０４から構成され、固定子１０３には電気角で１２０度の位相差を持つように３相固定子巻線ＬＵ，ＬＶ，ＬＷが配置される。
【０００８】
直流電源１０５とインバータ回路１０１のスイッチング素子１０２の間にはモータ電流を検出するための電流検出抵抗１０６を接続する。
【０００９】
回転子１０４は磁石がＮ極、Ｓ極と交互に配置され、その近傍には位置検出手段１０９である１２０度の位相差を持つように３個の磁気センサＨＵ，ＨＶ，ＨＷが配置され、回転子１０４の磁極の位置を検出する位置検出信号を出力し、ブラシレスＤＣモータの駆動回路１１２のマイクロコンピュータ１１０に内蔵された通電手段１０８に出力される。
【００１０】
一方スイッチ回路１０７はブラシレスＤＣモータ１３２を運転、停止させる運転信号を通電手段１０８に出力する。通電手段１０８はスイッチ回路１０７より出力される運転信号が運転の時、位置検出手段１０９より出力させる３つの位置検出信号の組合せより、インバータ回路１０１のどの双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をスイッチングさせるかの通電信号をドライブ回路１１１に出力する。また、通電手段１０８はスイッチ回路１０７より出力される運転信号が停止の時、インバータ回路１０１の双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をオフする通電信号をドライブ回路１１１に出力する。
【００１１】
ドライブ回路１１１は通電手段１０８から出力される通電信号に基づいて、実際に動作させるゲート電圧ＶｇＵ＋，ＶｇＵ−，ＶｇＶ＋，ＶｇＶ−，ＶｇＷ＋，ＶｇＷ−をインバータ回路１０１の双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６に出力させる。インバータ回路１０１はドライブ回路１１１のゲート電圧に基づいて実際にスイッチング素子１０２をオン、オフさせてブラシレスＤＣモータ１３２を運転又は停止させる。
【００１２】
図１３は各部の波形を示し、図１３（ａ）は運転時の波形であり、ＨＵ，ＨＶ，ＨＷは位置検出手段２９から出力される位置検出信号の組合せである。ＶｇＵ＋，ＶｇＵ−，ＶｇＶ＋，ＶｇＶ−，ＶｇＷ＋，ＶｇＷ−は位置検出信号の組合せに対し通電手段１０８から出力され、例えば、（ＨＵ，ＨＶ，ＨＷ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｌ）の組合せに対し（Ａ部の破線のタイミング参照）、（ＶｇＵ＋，ＶｇＵ−，ＶｇＶ＋，ＶｇＶ−，ＶｇＷ＋，ＶｇＷ−）＝（Ｌ，Ｌ，ＰＷＭ，Ｌ，Ｌ，Ｈ）のゲート電圧を出力する。ここで、ＰＷＭは交互にＨ，Ｌの信号を交互に出力し、Ｈ，Ｌ信号の幅の比率を変え、モータ電圧を調整する信号である。回転子１０４の回転に応じて順次変わる位置検出信号の組合せに対応して、図に示すようなゲート電圧を出力する。この時双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６はゲート電圧がＨ（ＰＷＭがＨの場合も含む）の場合、オンし、Ｌの（ＰＷＭがＬの場合も含む）場合、オフする。
【００１３】
また、図示はしていないが、停止時、ＨＵ，ＨＶ，ＨＷの位置検出信号の組合せにかかわらず（ＶｇＵ＋，ＶｇＵ−，ＶｇＶ＋，ＶｇＶ−，ＶｇＷ＋，ＶｇＷ−）＝（Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｌ）の通電信号を出力する。
【００１４】
図１３（ｂ）は双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６と還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６に流れる電流を示した図である。例えばＱ５，Ｄ５において、Ｑ５を正の方向に流れる電流を上部の電流波形とすると、Ｄ５は逆に負の 方向に流れるので、下部の波形になる。つまり、ＶｇＶ＋がＰＷＭでＨの場合、Ｑ２及びＱ６はオンし、直流電源１０５からＱ２を通って固定子巻線ＬＶ及びＬＷを通ってＱ６にモータ電流が流れる。（Ａ部の破線のタイミング参照）この時、Ｄ２、Ｑ５、Ｄ５にはモータ電流は流れない。次に、ＶｇＶ＋がＰＷＭでＬの信号の場合、モータ電流は固定子巻線ＬＶ，ＬＷのインダクタンスによって流れ続けようとするので、Ｑ２はオフし、Ｄ５を通って固定子巻線ＬＶ及びＬＷを通ってＱ６に流れる。その他のスイッチング素子や還流ダイオードについても同じ現象となる。
【特許文献１】特開平１０−１４６０９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、このような従来の構成では、ゲート電圧ＶｇＶ＋がＰＷＭのＨの場合、上段のスイッチング素子Ｑ２はオンするとともに、モータ電流が流れ、ゲート電圧ＶｇＶ＋がＰＷＭのＬの場合、下段の還流ダイオードＤ５に電流が流れる。したがって、スイッチング素子Ｑ２に電流が流れる場合、スイッチング素子のオン電圧は少ないため、この時の発熱はほとんどないが、下段の還流ダイオードＤ５に流れる場合、０．７Ｖ程度の順方向電圧降下が発生するため、発熱が著しい。他のスイッチング素子や還流ダイオードについても同じ現象となり、還流ダイオードＤ４，Ｄ６に流れる場合、０．７Ｖ程度の順方向電圧降下が発生するため発熱が著しい。
【００１６】
このようなスイッチング素子を使用した駆動回路１１２は、風量アップによりモータ電流が多くなりスイッチング素子の発熱が所定の温度以上になると、レンジフードのスイッチ回路１０７を取り付けているフード１１８の内部の高温雰囲気に取り付けることができず、雰囲気温度の低いキャビネット１１５の外部の上面に設置されていた。
【００１７】
したがって、スイッチング素子の発熱が多い場合、高温雰囲気では放熱部品が必要となるため駆動回路が大きくなるという課題があり、発熱が少なく高温雰囲気でも駆動可能で信頼性の高いスイッチング素子及び、放熱部品を不要にして、駆動回路が小型になることが求められている。
【００１８】
またメンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、高所で作業しなければならないため作業がしづらいという課題があり、メンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業できることが求められている。
【００１９】
操作回路と駆動回路が離れている場合、回路をつなぐ接続線や回路を格納するケースが余分に必要になり、省資源にならなくコストアップするという課題があり、接続線や回路を格納する回路ケースの材料を減らすことが求められている。
【００２０】
また回路を一体化する場合、フード内の限られたスペースに取り付けなければならないため、駆動回路を更に小型化にすることが求められている。
【００２１】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、スイッチング素子の発熱が抑えられるため、高温雰囲気でも駆動が可能な信頼性の高いスイッチング素子ができ、また、放熱部品がいらなくなるため、駆動回路の小型化ができ、また、高温雰囲気で使用されるスイッチ回路と同じ場所で駆動回路が使用できるため、メンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業でき、また、スイッチ回路と駆動回路を一体化できるため回路をつなぐリード線や回路を格納する余分なケースを不要にし、リード線や回路を格納するケースの材料を減らすことができる例えば、レンジフード等の換気送風装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明の換気送風装置は上記目的を達成するために、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路と、このインバータ回路に接続する３相の固定巻線と固定子を有するブラシレスＤＣモータと、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御させるブラシレスＤＣモータの駆動回路とを搭載した換気送風装置において、前記スイッチング素子は、双方向に電流を流すモードと一方向に電流を流すダイオードモードとをゲートの信号により切り替える構成の第１の双方向素子と、前記第１の双方向素子と同じ構成にした第２の双方向素子とを有し、前記第１の双方向素子と前記第２の双方向素子は、ダイオードモードのときに互いにカソードが接続される配置としたものである。
【００２３】
この手段により、スイッチング素子の発熱を抑えることができ高温雰囲気でも駆動可能な信頼性の高いスイッチング素子が得られ、また、放熱部品がいらなくなるため、駆動回路が小型化できる換気送風装置が得られる。
【００２４】
また、他の手段は、駆動回路は第一ゲート端子、第二ゲート端子、ドレイン端子、ソース端子を備えたスイッチング素子で構成したインバータ回路において、前記第一ゲート端子のみをオンしてドレイン端子からソース端子間に双方向デバイスのオン状態と逆方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作させ、前記第二ゲート端子のみをオンしてドレイン端子からソース端子間に順方向ダイオードと前記順方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作させ、前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子をオンしてドレイン端子からソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作させ、前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子をオフして順逆双方向に電流を遮断する特性を有するように動作させて、前記スイッチング素子のダイオードに電流が流れる時に前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子をオンしてドレイン端子からソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作させ、発熱を減少させる構成としたものである。
【００２５】
この手段により、ダイオードに流れる電流を抑制でき、スイッチング素子の発熱が抑えられ高温雰囲気でも駆動可能な信頼性の高いスイッチング素子が得られ、また、放熱部品がいらなくなるため、駆動回路が小型化できる換気送風装置が得られる。
【００２６】
また、他の手段は、駆動回路は上段のスイッチング素子のみＰＷＭ制御する構成の場合、前記双方向素子は下段のみに使用する構成としたものである。
【００２７】
この手段により、上段の従来のスイッチング素子でダイオードには電流が流れず発熱が抑えられるため、上段のゲート回路が少なくて済み、回路の小型化とコストダウンができる換気送風装置が得られる。
【００２８】
また、他の手段は、駆動回路はこの駆動回路の運転停止を操作するスイッチ回路を同じ場所に設置する構成としたものである。
【００２９】
この手段により、スイッチ回路と同じフード内で駆動回路を設置できるため、メンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業することができる換気送風装置が得られる。
【００３０】
また、他の手段は、駆動回路は操作回路と一体にした構成としたものである。
【００３１】
この手段により、スイッチ回路と駆動回路を一体化できるため、回路をつなぐリード線や回路を格納するケースが余分に必要でなくなり、リード線や回路を格納するケースの材料を減らすことができる換気送風装置が得られる。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によれば、発熱が抑えられ高温雰囲気でも駆動可能で信頼性の高いスイッチング素子ができ、また、放熱部品を不要にし駆動回路が小型化した換気送風装置を提供できる。
【００３３】
また、上段の従来のスイッチング素子でダイオードには電流が流れず発熱が抑えられるため、上段のゲート回路が少なくて済み、回路の小型化とコストダウンができる換気送風装置を提供できる。
【００３４】
また、高温雰囲気で使用されるスイッチ回路と同じ場所で駆動回路が使用できるため、メンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業する換気送風装置を提供できる。
【００３５】
また、スイッチ回路と駆動回路を一体化できるため、回路をつなぐリード線や回路を格納するケースが余分に必要でなくなり、リード線や回路を格納するケースの材料を減らすことができる換気送風装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
本発明の請求項１記載の発明は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路と、このインバータ回路に接続する３相の固定巻線と固定子を有するブラシレスＤＣモータと、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御させるブラシレスＤＣモータの駆動回路とを搭載した換気送風装置において、前記スイッチング素子は、双方向に電流を流すモードと一方向に電流を流すダイオードモードとをゲートの信号により切り替える構成の第１の双方向素子と、前記第１の双方向素子と同じ構成にした第２の双方向素子とを有し、前記第１の双方向素子と前記第２の双方向素子は、ダイオードモードのときに互いにカソードが接続される配置としたものである。
【００３７】
このことにより、スイッチング素子の発熱が抑えることができ、また、放熱部品がいらなくなるため、駆動回路が小型にすることができる。
【００３８】
また、本発明の請求項２記載の発明は、駆動回路は第１ゲート端子、第２ゲート端子、ドレイン端子、ソース端子を備えた前記スイッチング素子で構成したインバータ回路において、前記第１ゲート端子のみをオンしてドレイン端子からソース端子間に双方向デバイスのオン状態と逆方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作させ、前記第２ゲート端子のみをオンしてドレイン端子からソース端子間に順方向ダイオードと前記順方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作させ、前記第１ゲート端子及び前記第２ゲート端子をオンしてドレイン端子からソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作させ、前記第１ゲート端子及び前記第２ゲート端子をオフして順逆双方向に電流を遮断する特性を有するように動作させて、前記スイッチング素子のダイオードに電流が流れる時に前記第１ゲート端子及び前記第２ゲート端子をオンしてドレイン端子からソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作させ、発熱を減少させる構成としたものである。
【００３９】
このことにより、ダイオードに流れる電流を抑制するため、スイッチング素子の発熱が抑えられられることができ、また、放熱部品がいらなくなるため、駆動回路が小型にすることができる。
【００４０】
本発明の請求項３記載の発明は、駆動回路は上段のスイッチング素子のみＰＷＭ制御する構成の場合、前記双方向素子は下段のみに使用した構成としたものである。
【００４１】
このことにより、上段の従来のスイッチング素子でダイオードには電流が流れず発熱が抑えることができ、また、上段のゲート回路が少なくすることができる。
【００４２】
本発明の請求項４記載の発明は、駆動回路はこの駆動回路の運転停止を操作するスイッチ回路を同じ場所に設置する構成としたものである。
【００４３】
このことにより、スイッチング素子の発熱が抑えられ高温雰囲気で使用されるスイッチ回路と同じ場所で駆動回路が使用できるため、メンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業することができる。
【００４４】
本発明の請求項５記載の発明は、駆動回路は操作回路と一体にしたことを特徴とする請求項１乃至４記載の換気送風装置である。
【００４５】
このことにより、スイッチ回路と駆動回路を一体化できるため、回路をつなぐリード線や回路を格納するケースが余分に必要でなくなり、リード線や回路を格納するケースの材料を減らすことができる。
【００４６】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００４７】
（実施の形態１）
図１に示すように、直流電源２５は、インバータ回路１に直流電圧を供給する。インバータ回路１は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の上アームに配置した双方向スイッチング素子２であり、同じようにＱ４，Ｑ５，Ｑ６はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の下アームに配置した双方向スイッチング素子２である。ブラシレスＤＣモータ２２は固定子２３と回転子２４から構成され、固定子２３には電気角で１２０度の位相差を持つように３相固定子巻線ＬＵ，ＬＶ，ＬＷが配置される。
【００４８】
直流電源２５とインバータ回路１の双方向スイッチング素子２の間にはモータ電流を検出するための電流検出抵抗２６を接続する。
【００４９】
回転子２４は磁石がＮ極、Ｓ極と交互に配置され、その近傍には位置検出手段２９として１２０度の位相差を持つように３つの磁気センサＨＵ，ＨＶ，ＨＷが配置され、回転子２４の磁極の位置を検出する位置検出信号を出力し、ブラシレスＤＣモータの駆動回路３２のマイクロコンピュータ３０に内蔵された通電手段２８に出力される。
【００５０】
一方スイッチ回路２７はブラシレスＤＣモータ２２を運転させる時、通電手段２８に運転信号を出力する。通電手段２８はスイッチ回路２７より出力される運転信号と位置検出手段２９より出力させる３つの位置検出信号の組合せより、インバータ回路１のどの双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をスイッチングさせるかの通電信号をドライブ回路３１に出力する。
【００５１】
ドライブ回路３１は通電手段２８から出力される通電信号に基づいて、実際に動作させるゲート電圧Ｖｇ１Ｕ＋，Ｖｇ２Ｕ＋，Ｖｇ１Ｕ−，Ｖｇ２Ｕ−，Ｖｇ１Ｖ＋，Ｖｇ２Ｖ＋，Ｖｇ１Ｖ−，Ｖｇ２Ｖ−，Ｖｇ１Ｗ＋，Ｖｇ２Ｗ＋，Ｖｇ１Ｗ−，Ｖｇ２Ｗ−をインバータ回路１の双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６に出力させるいわゆるゲート回路である。インバータ回路１はドライブ回路３１のゲート電圧に基づいて実際に双方向スイッチング素子２をオン、オフさせてブラシレスＤＣモータ２２を駆動する。
【００５２】
図２は双方向スイッチング素子２の構造を説明した図である。双方向スイッチング素子２は第１ゲート端子３と第２ゲート端子４とドレイン端子５とソース端子６により構成されている。双方向スイッチング素子２は、シリコン（Ｓｉ）からなる基板７の上に厚さが１０ｎｍ窒化アルミニウム（ＡｌＮ）と厚さが１０ｎｍの窒化ガリウム（ＧａＮ）とが交互に積層されてなる厚さが１μｍのバッファ層８が形成され、その上に半導体層積層体９が形成されている。半導体層積層体９は、第１の半導体層と第１の半導体層と比べてバンドギャップが大きい第２の半導体層とが基板側から順次積層されている。第１の半導体層は、厚さが２μｍのアンドープの窒化ガリウム（ＧａＮ）層１０であり、第２の半導体層は、厚さが２０ｎｍのｎ型の窒化アルミニウムガリウム（ＡｌＧａＮ）層１１である。ＧａＮ層１０のＡｌＧａＮ層１１とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０１３ｃｍ−２以上でかつ移動度が１０００ｃｍ２Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域が生成されている。半導体層積層体９の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極１２Ａと第２のオーミック電極１２Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極１２Ａ及び第２のオーミック電極１２Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接合を形成している。また、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層１１の一部を除去するとともにＧａＮ層１０を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極１２Ａ及び第２のオーミック電極１２ＢがＡｌＧａＮ層１１とＧａＮ層１０との界面に接するように形成した例を示している。なお、第１のオーミック電極１２Ａ及び第２のオーミック電極１２Ｂは、ＡｌＧａＮ層１１の上に形成してもよい。ｎ型のＡｌＧａＮ層１１の上における第１のオーミック電極１２Ａと第２のオーミック電極１２Ｂとの間の領域には、第１のｐ型半導体層１３Ａ及び第２のｐ型半導体層１３Ｂが互いに間隔をおいて選択的に形成されている。第１のｐ型半導体層１３Ａの上には第１のゲート電極１４Ａが形成され、第２のｐ型半導体層１３Ｂの上には第２のゲート電極１４Ｂが形成されている。第１のゲート電極１４Ａ及び第２のゲート電極１４Ｂは、それぞれパラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、第１のｐ型半導体層１３Ａ及び第２のｐ型半導体層１３Ｂとオーミック接触している。ＡｌＧａＮ層１１及び第１のｐ型半導体層１３Ａ及び第２のｐ型半導体層１３Ｂを覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜１５が形成されている。保護膜１５を形成することで、いわゆる電流コラプスの原因となる欠陥を保障し、電流コラプスを改善することが可能となる。第１のｐ型半導体層１３Ａ及び第２のｐ型半導体層１３Ｂは、それぞれ厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。第１のｐ型半導体層１３Ａ及び第２のｐ型半導体層１３Ｂと、ＡｌＧａＮ層１１とによりＰＮ接合がそれぞれ形成される。これにより、第１のオーミック電極１２Ａと第１のゲート電極１４Ａとの間の電圧が例えば０Ｖでは、第１のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、同様に、第２のオーミック電極１２Ｂと第２のゲート電極１４Ｂとの間の電圧が例えば０Ｖ以下のときには、第２のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、いわゆるノーマリーオフ動作をする半導体素子を実現している。第１のオーミック電極１２Ａの電位をＶ１、第１のゲート電極１４Ａの電位をＶ２、第２のゲート電極１４Ｂの電位をＶ３、第２のオーミック電極１２Ｂの電位をＶ４とする。この場合において、Ｖ２がＶ１より１．５Ｖ以上高ければ、第１のｐ型半導体層１３Ａからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小するため、チャネル領域に電流を流すことができる。同様にＶ３がＶ４より１．５Ｖ以上高ければ、第２のｐ型半導体層１３Ｂからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができる。つまり、第１のゲート電極１４Ａのいわゆるしきい値電圧及び第２のゲート電極１４Ｂのいわゆるしきい値電圧は共に１．５Ｖである。以下においては、第１のゲート電極１４Ａの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第１のゲート電極１４Ａのしきい値電圧を第１のしきい値電圧とし、第２のゲート電極１４Ｂの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第２のゲート電極１４Ｂのしきい値電圧を第２のしきい値電圧とする。また、第１のｐ型半導体層１３Ａと第２のｐ型半導体層１３Ｂとの間の距離は、第１のオーミック電極１２Ａ及び第２のオーミック電極１２Ｂに印加される最大電圧に耐えられるように設計する。第１のオーミック電極１２Ａと第１のゲート電極１４Ａとの間にゲート駆動信号（すなわち、第１ゲート端子３への制御信号）を入力するようになっている。第２のオーミック電極１２Ｂと第２のゲート電極１４Ｂとの間も同様である。なお、ソース端子６は第１のオーミック電極１２Ａに接続され、ドレイン端子５は第２のオーミック電極１２Ｂに接続され、第１ゲート端子３は第１のゲート電極１４Ａに接続され、第２ゲート端子４は第２のゲート電極１４Ｂに接続されている。
【００５３】
次に、双方向スイッチング素子２の動作について説明する。説明のため、第１のオーミック電極の電位を０Ｖとし、第１ゲート端子３に印加するゲート電圧をＶｇ１、第２ゲート端子４に印加するゲート電圧をＶｇ２、第２のオーミック電極１２Ｂと第１のオーミック電極１２Ａとの間の電圧をＶｓ２ｓ１、第２のオーミック電極１２Ｂと第１のオーミック電極１２Ａとの間に流れる電流をＩｓ２ｓ１とする。
【００５４】
Ｖ４がＶ１よりも高い場合、例えば、Ｖ４が＋１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合において、第１ゲート端子３と第２ゲート端子４の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２をそれぞれ第１のしきい値電圧及び第２のしきい値電圧以下の電圧、例えば０Ｖとする。これにより、第１のｐ型半導体層１３Ａから広がる空乏層が、チャネル領域中を第２のｐ型ＧａＮ層の方向へ向けて広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができる。したがって、Ｖ４が正の高電圧であっても、第２のオーミック電極１２Ｂから第１のオーミック電極１２Ａへ流れる電流を遮断する遮断状態を実現できる。一方、Ｖ４がＶ１よりも低い場合、例えばＶ４が−１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合においても、第２のｐ型半導体層１３Ｂから広がる空乏層が、チャネル領域中を第１のｐ型半導体層１３Ａの方向へ向けて広がり、チャネルに流れる電流を遮断することができる。このため、第２のオーミック電極１２Ｂに負の高電圧が印加されている場合においても、第１のオーミック電極１２Ａから第２のオーミック電極１２Ｂへ流れる電流を遮断することができる。すなわち、双方向スイッチング素子２の双方向の電流を遮断することが可能となる。
【００５５】
以上のような構造及び動作において、耐圧を確保するためのチャネル領域を第１のゲート電極１４Ａと第２のゲート電極１４Ｂとが共有する。この素子は、１素子分のチャネル領域の面積で双方向スイッチング素子２が実現可能であり、双方向スイッチング素子２全体を考えると、２つのダイオードと２つのノーマリーオフ型のＡｌＧａＮ／ＧａＮ−ＨＦＥＴとを用いた場合と比べてチップ面積をより少なくすることができ、双方向スイッチング素子２の低コスト化及び小型化が可能となる。
【００５６】
次に、第１ゲート端子３、第２ゲート端子４の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２が、それぞれ第１のしきい値電圧及び第２のしきい値電圧よりも高い電圧、例えば５Ｖの場合には、第１のゲート電極１４Ａ及び第２のゲート電極１４Ｂに印加される電圧は、共にしきい値電圧よりも高くなる。したがって、第１のｐ型半導体層１３Ａ及び第２のｐ型半導体層１３Ｂからチャネル領域に空乏層が広がらないため、チャネル領域は第１のゲート電極１４Ａの下側においても、第２のゲート電極１４Ｂの下側においてもピンチオフされない。その結果、第１のオーミック電極１２Ａと第２のオーミック電極１２Ｂとの間に双方向に電流が流れる導通状態を実現できる。
【００５７】
次に、Ｖｇ１を第１のしきい値電圧よりも高い電圧とし、Ｖｇ２を第２のしきい値電圧以下とした場合の動作について説明する。第１ゲート端子３、第２ゲート端子４を備えた双方向スイッチング素子２を等価回路で表すと図３（ａ）に示すように第１のトランジスタ１６と第２のトランジスタ１７とが直列に接続された回路とみなすことができる。この場合、第１のトランジスタ１６のソース（Ｓ）が第１のオーミック電極１２Ａ、第１のトランジスタ１６のゲート（Ｇ）が第１のゲート電極１４Ａに対応し、第２のトランジスタ１７のソース（Ｓ）が第２のオーミック電極１２Ｂ、第２のトランジスタ１７のゲート（Ｇ）が第２のゲート電極１４Ｂに対応する。このような回路において、例えば、Ｖｇ１を５Ｖ、Ｖｇ２を０Ｖとした場合、Ｖｇ２が０Ｖであるということは第２のトランジスタ１７のゲートとソースが短絡されている状態と等しいため、双方向スイッチング素子２は図３（ｂ）に示すような回路とみなすことができる。更に、図３（ｂ）に示す第２のトランジスタ１７のソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子として説明を行う。図に示すＢ端子の電位がＡ端子の電位よりも高い場合には、Ａ端子がソースでＢ端子がドレインであるトランジスタとみなすことができ、このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ソース）との間の電圧は０Ｖであり、しきい値電圧以下のため、Ｂ端子（ドレイン）からＡ端子（ソース）に電流は流れない。一方、Ａ端子の電位がＢ端子の電位よりも高い場合には、Ｂ端子がソースでＡ端子がドレインのトランジスタとみなすことができる。このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ドレイン）との電位が同じであるため、Ａ端子の電位がＢ端子を基準としてしきい値電圧以下の場合にはＡ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を通電しない。Ａ端子の電位がＢ端子を基準としてしきい値電圧以上となると、ゲートにＢ端子（ソース）を基準としてしきい値電圧以上の電圧が印加され、Ａ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を流すことができる。つまり、トランジスタのゲートとソースとを短絡させた場合、ドレインがカソードでソースがアノードのダイオードとして機能し、その順方向立ち上り電圧はトランジスタのしきい値電圧となる。そのため、図３（ａ）に示す第２のトランジスタ１７の部分は、ダイオードとみなすことができ、図３（ｃ）に示すような等価回路となる。図３（ｃ）に示す等価回路において、双方向スイッチング素子２のドレイン端子５の電位がソース端子６の電位よりも高い場合、第１のトランジスタ１６の第１ゲート端子３に５Ｖが印加されている場合には、第１のトランジスタ１６はオン状態であり、Ｓ２からＳ１へ電流を流すことが可能となる。ただし、ダイオードの順方向立ち上り電圧によるオン電圧が発生する。また、双方向スイッチング素子２のＳ１の電位がＳ２の電位よりも高い場合、その電圧は第２のトランジスタ１７からなるダイオードが担い、双方向スイッチング素子２のＳ１からＳ２へ流れる電流を阻止する。つまり、第１ゲート端子３にしきい値電圧以上の電圧を与え、第２ゲート端子４にしきい値電圧以下の電圧を与えることにより、いわゆる双方向素子をオンした状態とドレイン側にダイオードのカソード側を直列接続した動作が可能なスイッチが実現できる。
【００５８】
図４は、双方向スイッチング素子２のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係であり、図４（ａ）は、Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示し、図４（ｂ）はＶｇ２を第２のしきい値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合を示し、図４（ｃ）はＶｇ１を第１のしきい値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示している。なお、図４において横軸であるＳ２−Ｓ１間電圧（Ｖｓ２ｓ１）は、第１のオーミック電極１２Ａを基準とした電圧であり、縦軸であるＳ２−Ｓ１間電流（Ｉｓ２ｓ１）は第２のオーミック電極１２Ｂから第１のオーミック電極１２Ａへ流れる電流を正としている。図４（ａ）に示すように、Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合には、Ｖｓ２ｓ１が正の場合にも負の場合にもＩｓ２ｓ１は流れず、双方向スイッチング素子２は遮断状態となる。また、Ｖｇ１とＶｇ２とが共にしきい値電圧よりも高くなると、Ｖｓ２ｓ１に応じてＩｓ２ｓ１が双方向に流れる導通状態となる。一方、図４（ｂ）に示すように、Ｖｇ２を第２のしきい値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を第１のしきい値電圧以下の０Ｖとした場合には、Ｉｓ２ｓ１は双方向に遮断される。しかし、Ｖｇ１を第１のしきい値電圧以上の２Ｖ〜５Ｖとした場合には、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ未満の場合にはＩｓ２ｓ１が流れないが、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ以上になるとＩｓ２ｓ１が流れる。つまり、第２のオーミック電極１２Ｂから第１のオーミック電極１２Ａにのみに電流が流れ、第１のオーミック電極１２Ａから第２のオーミック電極１２Ｂには電流が流れない逆阻止状態となる。また、Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合には図４（ｃ）に示すように、第１のオーミック電極１２Ａから第２のオーミック電極１２Ｂにのみに電流が流れ、第２のオーミック電極１２Ｂから第１のオーミック電極１２Ａには電流が流れない逆阻止状態となる。
【００５９】
以上より、双方向スイッチング素子２は、そのゲートバイアス条件により、双方向の電流を遮断・通電する機能を有するとともに、ダイオードの動作も可能であり、そのダイオードの電流が通電する方向も切り換えることができる。すなわち、双方向に電流を流すモードと一方向に電流を流すダイオードモードとをゲートの信号により切り替える構成の第１の双方向素子と、前記第１の双方向素子と同じ構成にした第２の双方向素子とを有し、前記第１の双方向素子と前記第２の双方向素子は、ダイオードモードのときに互いにカソードが接続される配置としたものである。
【００６０】
以上、説明したように双方向スイッチング素子２の第１ゲート端子３と第２ゲート端子４のオンあるいはオフ条件に応じて、４つの動作モードで動作することができる。図５は４つの動作モードとして状態（１）、状態（２）、状態（３）、状態（４）を等価回路として具体的に示したものである。
【００６１】
本構造はＪＦＥＴに類似しているが、キャリア注入を意図的に行うという点で、ゲート電界によりチャネル領域内のキャリア変調を行うＪＦＥＴとは全く異なった動作原理により動作する。具体的には、ゲート電圧が３ＶまではＪＦＥＴとして動作するが、ｐｎ接合のビルトインポテンシャルを超える３Ｖ以上のゲート電圧が印加された場合には、ゲートに正孔が注入され、前述したメカニズムにより電流が増加し、大電流かつ低オン抵抗の動作が可能となる。
【００６２】
また、双方向スイッチング素子２は、第１のゲート電極１４Ａがｐ型の導電性を有する第１のｐ型半導体層１３Ａの上に形成され、第２のゲート電極１４Ｂがｐ型の導電性を有する第２のｐ型半導体層１３Ｂの上に形成されている。このため、第１の半導体層と第２の半導体層との界面領域に生成されるチャネル領域に対して、第１のゲート電極１４Ａ及び第２のゲート電極１４Ｂから順方向のバイアスを印加することにより、チャネル領域内に正孔を注入することができる。窒化物半導体においては正孔の移動度は、電子の移動度よりもはるかに低いため、チャネル領域に注入された正孔は電流を流す担体としてほとんど寄与しない。このため、第１のゲート電極１４Ａ及び第２のゲート電極１４Ｂから注入された正孔は同量の電子をチャネル領域内に発生させるので、チャネル領域内に電子を発生させる効果が高くなり、ドナーイオンのような機能を発揮する。つまり、チャネル領域内においてキャリア濃度の変調を行うことが可能となるため、動作電流が大きいノーマリオフ型の窒化物半導体層双方向スイッチング素子を実現することが可能となる。
【００６３】
図６は各部の波形を示し、図６（ａ）は駆動時の波形であり、ＨＵ，ＨＶ，ＨＷの位置検出手段２９から出力される位置検出信号の組合せの波形は従来の図１３（ａ）と同じであるので省略している。ゲート電圧Ｖｇ１Ｕ＋，Ｖｇ２Ｕ＋，Ｖｇ１Ｕ−，Ｖｇ２Ｕ−，Ｖｇ１Ｖ＋，Ｖｇ２Ｖ＋，Ｖｇ１Ｖ−，Ｖｇ２Ｖ−，Ｖｇ１Ｗ＋，Ｖｇ２Ｗ＋，Ｖｇ１Ｗ−，Ｖｇ２Ｗ−は位置検出信号の組合せに対し通電手段２８から出力され、例えば、位置検出信号（ＨＵ，ＨＶ，ＨＷ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｌ）の組合せに対し、（Ｖｇ１Ｕ＋，Ｖｇ２Ｕ＋，Ｖｇ１Ｕ−，Ｖｇ２Ｕ−，Ｖｇ１Ｖ＋，Ｖｇ２Ｖ＋，Ｖｇ１Ｖ−，Ｖｇ２Ｖ−，Ｖｇ１Ｗ＋，Ｖｇ２Ｗ＋，Ｖｇ１Ｗ−，Ｖｇ２Ｗ−）＝（Ｌ，Ｈ，Ｌ，Ｈ，ＰＷＭ，Ｈ，ＰＷＭ，Ｈ、Ｌ，Ｈ，Ｈ，Ｈ）のゲート電圧を出力する。（Ａ部の破線のタイミング参照）したがって、（Ｖｇ１Ｖ＋，Ｖｇ２Ｖ＋）＝（ＰＷＭ，Ｈ）となり、ＰＷＭがＨの時、図５より状態（３）となりＱ２は双方向の通電状態になりオンしている。ＰＷＭがＬの時、同様に状態（２）となり、Ｑ２はダイオードの向きより遮断状態になりオフしている。また、Ｖｇ１Ｖ−，Ｖｇ２Ｖ−も同様でありＱ５をオン、オフしている。他のゲート電圧の組やスイッチング素子も同様となっている。また、Ｖｇ１Ｖ＋のＰＷＭに対し、Ｖｇ１Ｖ−のＰＷＭはゲート電圧のＨ，Ｌが相反しており、Ｖｇ１Ｖ＋がＨの場合、Ｖｇ１Ｖ−はＬとなっている。逆に、Ｖｇ１Ｖ＋がＬの場合、Ｖｇ１Ｖ−はＨとなっている。他のゲート電圧の組やスイッチング素子も同様となっている。なお、Ｖｇ１Ｖ＋，Ｖｇ２Ｖ＋とＶｇ１Ｖ−，Ｖｇ２Ｖ−のゲート電圧の組が同時にＨになって、直流電源２５を双方向スイッチング素子２のＱ２，Ｑ５が同時に短絡しないように、いわゆるデッドタイムの期間をいれている。他のゲート電圧の組や双方向スイッチング素子も同様となっている。図７はこれらの詳細を示している。例えば、Ｖｇ１Ｖ＋，Ｖｇ２Ｖ＋のゲート電圧の組でＱ２は期間（１），（５）において状態（３）、期間（２），（３），（４），（６）において状態（２）でオン、オフしている。また、Ｖｇ１Ｖ−，Ｖｇ２Ｖ−のゲート電圧の組でＱ５は期間（１），（２），（４），（５），（６）において状態（２）、期間（３），（７）において状態（２）でオン、オフしている。この時、期間（２），（４），（６）はデットタイムの期間となり、Ｑ２，Ｑ５は状態（２）にすることにより上下短絡をしないようにしている。
【００６４】
図６（ｂ）は双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６に流れる電流を示した図である。例えばＱ５において、Ｑ５を正の方向に流れる電流を上部の電流波形とすると、逆に負の方向に流れる電流は下部の波形になる。ここで、Ｑ２のゲート電圧Ｖｇ１Ｖ＋がＰＷＭでＨの信号の場合、Ｑ２及びＱ６はオンし、直流電源２５からＱ２を通って固定子巻線ＬＶ及びＬＷを通ってＱ６にモータ電流が流れ、Ｑ５にはモータ電流は流れない。（Ａ部の破線のタイミング参照）この時、Ｑ２及びＱ５は図７の期間（１）に示す状態になる。すなわち、Ｑ２は状態（３）、Ｑ５は状態（２）となる。次にゲート電圧Ｖｇ１Ｖ＋がＰＷＭでＬの信号の場合、Ｑ２はオフするがモータ電流は固定子巻線ＬＶ，ＬＷのインダクタンスによって流れ続けようとするので、Ｑ５のゲート電圧Ｖｇ１Ｖ−をＨにしてＱ５をオンし、Ｑ５を通って固定子巻線ＬＶ及びＬＷを通ってＱ６に流れる。この時、Ｑ２及びＱ５は図７の期間（３）に示す状態になる。すなわち、Ｑ２は状態（２）、Ｑ５は状態（３）となる。従来の構成では図１３（ｂ）の還流ダイオードＤ５にモータ電流が流れ、０．７Ｖ程度の順方向電圧降下が発生するために発熱が著しかったが、本実施の形態ではこの位置に配置したＱ５をオンする、すなわち状態（３）に制御するので発熱は抑えられる。
【００６５】
また、本実施の形態の双方向スイッチング素子２は、寄生ダイオードを形成することなく第１ゲート端子３と第２ゲート端子４とドレイン端子５とソース端子６により構成するものである。そして、第１ゲート端子３と第２ゲート端子４へのへの入力信号の組合わせによって、双方向スイッチング素子２内部に、図５の状態（１）や状態（２）に示すようなスイッチング素子とダイオードが直列に接続した状態を構成することができるので、スイッチング素子の発熱を抑えるために寄生ダイオードに流れる電流の立ち上がりや遮断のタイミングを考慮してスイッチング素子を駆動する必要もなく、容易にインバータの各アームのスイッチングをおこなうことができる。
【００６６】
ここで、図７に示す期間（１）から期間（３）に移行する場合、Ｑ２及びＱ５が上下短絡しないようにデットタイムとして期間（２）を設けている。その他の双方向スイッチング素子２も同様に制御することで、下アームに配置した双方向スイッチング素子２のＱ４，Ｑ５，Ｑ６の発熱が抑えられる。
【００６７】
上記構成において、スイッチング素子の発熱が抑えられ高温雰囲気でも駆動可能な信頼性の高いスイッチング素子が得られ、また、放熱部品がいらなくなるため、駆動回路が小型化できる換気送風装置が得られる。
【００６８】
なお、位置検出手段に３つの磁気センサを用いたが、誘起電圧やモータ電流波形より推定するいわゆるセンサレスの位置検出手段を用いても良く、その作用効果に差異を生じない。
【００６９】
（実施の形態２）
図６（ｂ）に示すように、インバータ回路３３は双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ３，Ｑ５にはほとんど負の方向に流れる電流はない。したがって、還流ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５の存在するの従来のスイッチング素子を使用してもほとんど発熱には影響しないため、上アームスイッチング素子は従来のスイッチング素子１０２を使用し下アームは双方向スイッチング素子２を使用しても十分に発熱が抑えられる。
【００７０】
図８は上段を従来のスイッチング素子１０２を使用し、下段は本発明の双方向スイッチング素子２を使用した場合の駆動回路である。ドライブ回路３４は上段を従来のスイッチング素子１０２を使用しているため、Ｖｇ２Ｕ＋，Ｖｇ２Ｖ＋，Ｖｇ２Ｗ＋のゲート電圧が不要になり、したがって、ゲート回路が不要になる。その他は図１と同じなので説明を省く。
【００７１】
上記構成において、上段の従来のスイッチング素子のダイオードには電流が流れず発熱が抑えられ、また、上段のゲート回路が少なくて済み、回路の小型化とコストダウンができる換気送風装置が得られる。
【００７２】
（実施の形態３）
図１や図８において、双方向スイッチング素子２やスイッチング素子１０２は発熱が抑えられるため、図１２の放熱部品１２４は不要になる。したがって、図１０で従来のレンジフードの駆動回路１１２は大型の放熱部品１２４がなくなるため小型になる。また、周囲温度の高いフード１１８内に設置することができる。したがって、スイッチ回路１０７と駆動回路１１２は一体化し駆動回路３２として回路ケース１２６に内蔵し、余分な回路ケース１２７は不要になり、また、接続線１１４は省略することができる。
【００７３】
図９は本発明のレンジフードに放熱部品１２４がなくなって小型化し、同じフード１１８内にスイッチ回路１０７と一体化した駆動回路３２を１つの回路ケース１２６内に設置したものである。
【００７４】
上記構成において、駆動回路はスイッチ回路と同じ場所のフード内で設置できるためメンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業することができる換気送風装置が得られる。また駆動回路はスイッチ回路と一体化して設置でき接続線が省略できるため、回路ケースや回路をつなぐ接続線が余分に必要でなくなり、回路ケースや接続線の材料を減らすことができる換気送風装置が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００７５】
双方向スイッチング素子を用いた駆動回路は発熱を抑え放熱部品が不要になり回路の小型化及び低コスト化ができるので、ＤＣモータのみならず、一般の誘導機や同期機のモータ駆動装置やそれを応用した用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】本発明の実施例１のブラシレスＤＣモータ駆動回路を示す図
【図２】同、双方向スイッチング素子の構造を説明する図
【図３】同、双方向スイッチング素子の等価回路を示す図
【図４】同、双方向スイッチング素子のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係を示す図
【図５】同、双方向スイッチング素子の４つの動作モードの等価回路を示す図
【図６】同、ブラシレスＤＣモータ駆動回路の各部の波形を示す図（（ａ）駆動時の各部の波形を示す図、（ｂ）スイッチング素子に流れる電流波形を示す図）
【図７】同、駆動時の波形の拡大図
【図８】上段を従来のスイッチング素子、下段を本発明の双方向スイッチング素子を使用した場合の駆動回路を示す図
【図９】同、ブラシレスＤＣモータの駆動回路を搭載したレンジフードを示す図
【図１０】従来技術のブラシレスＤＣモータの駆動回路を搭載したレンジフードを示す図（（ａ）レンジフードの説明図、（ｂ）レンジフードの設置状態の説明図）
【図１１】従来技術のブラシレスＤＣモータの駆動回路を示す図
【図１２】スイッチング素子に放熱部品が配置された状態を示す図
【図１３】従来技術のブラシレスＤＣモータ駆動回路の各部の波形を示す図（（ａ）駆動時の各部の波形を示す図、（ｂ）スイッチング素子と還流ダイオードに流れる電流波形を示す図）
【符号の説明】
【００７７】
１ インバータ回路
２ 双方向スイッチング素子
２２ ブラシレスＤＣモータ
２３ 固定子
２４ 回転子
２５ 直流電源
２６ 電流検出抵抗
２７ スイッチ回路
２８ 通電手段
２９ 位置検出手段
３０ マイクロコンピュータ
３１ ドライブ回路
３２ 駆動回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子に双方向素子を使用したブラシレスＤＣモータの駆動回路を搭載したレンジフード等の換気送風装置に係り、矩形波通電で通電切替えをする駆動回路において、スイッチング素子の発熱を抑えて高温雰囲気内でも駆動できる換気送風装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のブラシレスＤＣモータやその駆動回路は消費電力が少なく、耐久性に優れていることから、長時間にわたり使用される換気送風装置、例えばレンジフードや天井埋込形換気扇に搭載されるようになってきた。レンジフードは、ガスレンジが燃焼するため高温雰囲気で使用され、更に、その駆動回路はスイッチング素子が発熱し、放熱部品が必要となるので大型化していた。
【０００３】
図１０は従来のレンジフードにブラシレスＤＣモータを搭載し、実際に台所に設置された例を示している。図１０（ａ）はレンジフードの説明図であり、レンジフード１１９はキャビネット１１５の内部にブラシレスＤＣモータ１３２及び送風ファン１１６を取り付けた構造としている。また、キャビネット１１５の外部にブラシレスＤＣモータの駆動回路１１２を内蔵した回路ケース１２７を取り付け、フード１１８の内部にブラシレスＤＣモータ１３２の運転停止を行うスイッチ回路１０７を内蔵した回路ケース１２６を取り付け、ブラシレスＤＣモータの駆動回路１１２はスイッチ回路１０７の運転停止信号を接続線１１４により受け取り、モータ接続線１２５を通してブラシレスＤＣモータ１３２を駆動させる。一方、台所で調理する時に発生する熱気、煙や蒸気はブラシレスＤＣモータ１３２により送風ファン１１６が回転することによって、フード１１８に取り付けられた整流板１２０及びフィルタ１１７を通って送風される。
【０００４】
図１０（ｂ）はレンジフード１１９の設置状態の例を示し、室外側はキャビネット１１５が外壁１２２のはり桟等に取り付けられ、室内側は幕板１２３が取り付けられている。ブラシレスＤＣモータ１３２に取り付けられた送風ファン１１６を回転させることによって、台所の熱気、煙や蒸気を室内からアダプタ１２８及び外壁１２２に設けられたフード１２１を通して、室外に排出させる。
【０００５】
ここで、回路ケース１２６に内蔵された転停止等のスイッチ操作をするスイッチ回路１０７の周囲は台所で調理する時に発生する熱気で高温になるため、回路ケース１２７に内蔵された駆動回路１１２はスイッチング素子の発熱の余裕が少なくブラシレスＤＣモータ１３２の出力アップができない。このため、直接高温にならないキャビネット１１５の上に設置している。
【０００６】
図１１、図１２及び図１３は従来の回転子の位置を回転子の磁石の磁極を３つ磁気センサで検出し、その信号の組合せによってブラシレスＤＣモータの３相の固定子巻線に印加するモータ電圧を決定し、矩形波通電で回転させるブラシレスＤＣモータの駆動回路が知られている。（例えば、特許文献１参照）以下、そのブラシレスＤＣモータの駆動回路の動作について説明する。
【０００７】
図１１に示すように、直流電源１０５は、インバータ回路１０１に直流電圧を供給する。インバータ回路１０１は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の上アームのスイッチング素子１０２であり、同じようにＱ４，Ｑ５，Ｑ６はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の下アームのスイッチング素子１０２である。各スイッチング素子１０２は通常ＭＯＳＦＥＴが使用され、それぞれ並列に還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６を内蔵した構造となっている。また、スイッチング素子１０２の発熱が多い場合、放熱部品１２４が配置されている。図１２はスイッチング素子１０２に放熱部品１２４が配置された図を示す。放熱部品１２４は一般に熱伝導率の良いアルミニウムでできたいわゆる放熱フィンが使われ、スイッチング素子１０２の発熱が多いほど放熱のために大型化する。ブラシレスＤＣモータ１３２は固定子１０３と回転子１０４から構成され、固定子１０３には電気角で１２０度の位相差を持つように３相固定子巻線ＬＵ，ＬＶ，ＬＷが配置される。
【０００８】
直流電源１０５とインバータ回路１０１のスイッチング素子１０２の間にはモータ電流を検出するための電流検出抵抗１０６を接続する。
【０００９】
回転子１０４は磁石がＮ極、Ｓ極と交互に配置され、その近傍には位置検出手段１０９である１２０度の位相差を持つように３個の磁気センサＨＵ，ＨＶ，ＨＷが配置され、回転子１０４の磁極の位置を検出する位置検出信号を出力し、ブラシレスＤＣモータの駆動回路１１２のマイクロコンピュータ１１０に内蔵された通電手段１０８に出力される。
【００１０】
一方スイッチ回路１０７はブラシレスＤＣモータ１３２を運転、停止させる運転信号を通電手段１０８に出力する。通電手段１０８はスイッチ回路１０７より出力される運転信号が運転の時、位置検出手段１０９より出力させる３つの位置検出信号の組合せより、インバータ回路１０１のどの双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をスイッチングさせるかの通電信号をドライブ回路１１１に出力する。また、通電手段１０８はスイッチ回路１０７より出力される運転信号が停止の時、インバータ回路１０１の双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をオフする通電信号をドライブ回路１１１に出力する。
【００１１】
ドライブ回路１１１は通電手段１０８から出力される通電信号に基づいて、実際に動作させるゲート電圧ＶｇＵ＋，ＶｇＵ−，ＶｇＶ＋，ＶｇＶ−，ＶｇＷ＋，ＶｇＷ−をインバータ回路１０１の双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６に出力させる。インバータ回路１０１はドライブ回路１１１のゲート電圧に基づいて実際にスイッチング素子１０２をオン、オフさせてブラシレスＤＣモータ１３２を運転又は停止させる。
【００１２】
図１３は各部の波形を示し、図１３（ａ）は運転時の波形であり、ＨＵ，ＨＶ，ＨＷは位置検出手段２９から出力される位置検出信号の組合せである。ＶｇＵ＋，ＶｇＵ−，ＶｇＶ＋，ＶｇＶ−，ＶｇＷ＋，ＶｇＷ−は位置検出信号の組合せに対し通電手段１０８から出力され、例えば、（ＨＵ，ＨＶ，ＨＷ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｌ）の組合せに対し（Ａ部の破線のタイミング参照）、（ＶｇＵ＋，ＶｇＵ−，ＶｇＶ＋，ＶｇＶ−，ＶｇＷ＋，ＶｇＷ−）＝（Ｌ，Ｌ，ＰＷＭ，Ｌ，Ｌ，Ｈ）のゲート電圧を出力する。ここで、ＰＷＭは交互にＨ，Ｌの信号を交互に出力し、Ｈ，Ｌ信号の幅の比率を変え、モータ電圧を調整する信号である。回転子１０４の回転に応じて順次変わる位置検出信号の組合せに対応して、図に示すようなゲート電圧を出力する。この時双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６はゲート電圧がＨ（ＰＷＭがＨの場合も含む）の場合、オンし、Ｌの（ＰＷＭがＬの場合も含む）場合、オフする。
【００１３】
また、図示はしていないが、停止時、ＨＵ，ＨＶ，ＨＷの位置検出信号の組合せにかかわらず（ＶｇＵ＋，ＶｇＵ−，ＶｇＶ＋，ＶｇＶ−，ＶｇＷ＋，ＶｇＷ−）＝（Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｌ，Ｌ）の通電信号を出力する。
【００１４】
図１３（ｂ）は双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６と還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６に流れる電流を示した図である。例えばＱ５，Ｄ５において、Ｑ５を正の方向に流れる電流を上部の電流波形とすると、Ｄ５は逆に負の 方向に流れるので、下部の波形になる。つまり、ＶｇＶ＋がＰＷＭでＨの場合、Ｑ２及びＱ６はオンし、直流電源１０５からＱ２を通って固定子巻線ＬＶ及びＬＷを通ってＱ６にモータ電流が流れる。（Ａ部の破線のタイミング参照）この時、Ｄ２、Ｑ５、Ｄ５にはモータ電流は流れない。次に、ＶｇＶ＋がＰＷＭでＬの信号の場合、モータ電流は固定子巻線ＬＶ，ＬＷのインダクタンスによって流れ続けようとするので、Ｑ２はオフし、Ｄ５を通って固定子巻線ＬＶ及びＬＷを通ってＱ６に流れる。その他のスイッチング素子や還流ダイオードについても同じ現象となる。
【特許文献１】特開平１０−１４６０９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、このような従来の構成では、ゲート電圧ＶｇＶ＋がＰＷＭのＨの場合、上段のスイッチング素子Ｑ２はオンするとともに、モータ電流が流れ、ゲート電圧ＶｇＶ＋がＰＷＭのＬの場合、下段の還流ダイオードＤ５に電流が流れる。したがって、スイッチング素子Ｑ２に電流が流れる場合、スイッチング素子のオン電圧は少ないため、この時の発熱はほとんどないが、下段の還流ダイオードＤ５に流れる場合、０．７Ｖ程度の順方向電圧降下が発生するため、発熱が著しい。他のスイッチング素子や還流ダイオードについても同じ現象となり、還流ダイオードＤ４，Ｄ６に流れる場合、０．７Ｖ程度の順方向電圧降下が発生するため発熱が著しい。
【００１６】
このようなスイッチング素子を使用した駆動回路１１２は、風量アップによりモータ電流が多くなりスイッチング素子の発熱が所定の温度以上になると、レンジフードのスイッチ回路１０７を取り付けているフード１１８の内部の高温雰囲気に取り付けることができず、雰囲気温度の低いキャビネット１１５の外部の上面に設置されていた。
【００１７】
したがって、スイッチング素子の発熱が多い場合、高温雰囲気では放熱部品が必要となるため駆動回路が大きくなるという課題があり、発熱が少なく高温雰囲気でも駆動可能で信頼性の高いスイッチング素子及び、放熱部品を不要にして、駆動回路が小型になることが求められている。
【００１８】
またメンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、高所で作業しなければならないため作業がしづらいという課題があり、メンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業できることが求められている。
【００１９】
操作回路と駆動回路が離れている場合、回路をつなぐ接続線や回路を格納するケースが余分に必要になり、省資源にならなくコストアップするという課題があり、接続線や回路を格納する回路ケースの材料を減らすことが求められている。
【００２０】
また回路を一体化する場合、フード内の限られたスペースに取り付けなければならないため、駆動回路を更に小型化にすることが求められている。
【００２１】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、スイッチング素子の発熱が抑えられるため、高温雰囲気でも駆動が可能な信頼性の高いスイッチング素子ができ、また、放熱部品がいらなくなるため、駆動回路の小型化ができ、また、高温雰囲気で使用されるスイッチ回路と同じ場所で駆動回路が使用できるため、メンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業でき、また、スイッチ回路と駆動回路を一体化できるため回路をつなぐリード線や回路を格納する余分なケースを不要にし、リード線や回路を格納するケースの材料を減らすことができる例えば、レンジフード等の換気送風装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明の換気送風装置は上記目的を達成するために、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路と、このインバータ回路に接続する３相の固定巻線と固定子を有するブラシレスＤＣモータと、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御させるブラシレスＤＣモータの駆動回路とを搭載した換気送風装置において、前記スイッチング素子は、双方向に電流を流すモードと一方向に電流を流すダイオードモードとをゲートの信号により切り替える構成の第１の双方向素子と、前記第１の双方向素子と同じ構成にした第２の双方向素子とを有し、前記第１の双方向素子と前記第２の双方向素子は、ダイオードモードのときに互いにカソードが接続される配置としたものである。
【００２３】
この手段により、スイッチング素子の発熱を抑えることができ高温雰囲気でも駆動可能な信頼性の高いスイッチング素子が得られ、また、放熱部品がいらなくなるため、駆動回路が小型化できる換気送風装置が得られる。
【００２４】
また、他の手段は、駆動回路は第一ゲート端子、第二ゲート端子、ドレイン端子、ソース端子を備えたスイッチング素子で構成したインバータ回路において、前記第一ゲート端子のみをオンしてドレイン端子からソース端子間に双方向デバイスのオン状態と逆方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作させ、前記第二ゲート端子のみをオンしてドレイン端子からソース端子間に順方向ダイオードと前記順方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作させ、前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子をオンしてドレイン端子からソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作させ、前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子をオフして順逆双方向に電流を遮断する特性を有するように動作させて、前記スイッチング素子のダイオードに電流が流れる時に前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子をオンしてドレイン端子からソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作させ、発熱を減少させる構成としたものである。
【００２５】
この手段により、ダイオードに流れる電流を抑制でき、スイッチング素子の発熱が抑えられ高温雰囲気でも駆動可能な信頼性の高いスイッチング素子が得られ、また、放熱部品がいらなくなるため、駆動回路が小型化できる換気送風装置が得られる。
【００２６】
また、他の手段は、駆動回路は上段のスイッチング素子のみＰＷＭ制御する構成の場合、前記双方向素子は下段のみに使用する構成としたものである。
【００２７】
この手段により、上段の従来のスイッチング素子でダイオードには電流が流れず発熱が抑えられるため、上段のゲート回路が少なくて済み、回路の小型化とコストダウンができる換気送風装置が得られる。
【００２８】
また、他の手段は、駆動回路はこの駆動回路の運転停止を操作するスイッチ回路を同じ場所に設置する構成としたものである。
【００２９】
この手段により、スイッチ回路と同じフード内で駆動回路を設置できるため、メンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業することができる換気送風装置が得られる。
【００３０】
また、他の手段は、駆動回路は操作回路と一体にした構成としたものである。
【００３１】
この手段により、スイッチ回路と駆動回路を一体化できるため、回路をつなぐリード線や回路を格納するケースが余分に必要でなくなり、リード線や回路を格納するケースの材料を減らすことができる換気送風装置が得られる。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によれば、発熱が抑えられ高温雰囲気でも駆動可能で信頼性の高いスイッチング素子ができ、また、放熱部品を不要にし駆動回路が小型化した換気送風装置を提供できる。
【００３３】
また、上段の従来のスイッチング素子でダイオードには電流が流れず発熱が抑えられるため、上段のゲート回路が少なくて済み、回路の小型化とコストダウンができる換気送風装置を提供できる。
【００３４】
また、高温雰囲気で使用されるスイッチ回路と同じ場所で駆動回路が使用できるため、メンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業する換気送風装置を提供できる。
【００３５】
また、スイッチ回路と駆動回路を一体化できるため、回路をつなぐリード線や回路を格納するケースが余分に必要でなくなり、リード線や回路を格納するケースの材料を減らすことができる換気送風装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
本発明の請求項１記載の発明は、直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路と、このインバータ回路に接続する３相の固定巻線と固定子を有するブラシレスＤＣモータと、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御させるブラシレスＤＣモータの駆動回路とを搭載した換気送風装置において、前記スイッチング素子は、双方向に電流を流すモードと一方向に電流を流すダイオードモードとをゲートの信号により切り替える構成の第１の双方向素子と、前記第１の双方向素子と同じ構成にした第２の双方向素子とを有し、前記第１の双方向素子と前記第２の双方向素子は、ダイオードモードのときに互いにカソードが接続される配置としたものである。
【００３７】
このことにより、スイッチング素子の発熱が抑えることができ、また、放熱部品がいらなくなるため、駆動回路が小型にすることができる。
【００３８】
また、本発明の請求項２記載の発明は、駆動回路は第１ゲート端子、第２ゲート端子、ドレイン端子、ソース端子を備えた前記スイッチング素子で構成したインバータ回路において、前記第１ゲート端子のみをオンしてドレイン端子からソース端子間に双方向デバイスのオン状態と逆方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作させ、前記第２ゲート端子のみをオンしてドレイン端子からソース端子間に順方向ダイオードと前記順方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作させ、前記第１ゲート端子及び前記第２ゲート端子をオンしてドレイン端子からソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作させ、前記第１ゲート端子及び前記第２ゲート端子をオフして順逆双方向に電流を遮断する特性を有するように動作させて、前記スイッチング素子のダイオードに電流が流れる時に前記第１ゲート端子及び前記第２ゲート端子をオンしてドレイン端子からソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作させ、発熱を減少させる構成としたものである。
【００３９】
このことにより、ダイオードに流れる電流を抑制するため、スイッチング素子の発熱が抑えられられることができ、また、放熱部品がいらなくなるため、駆動回路が小型にすることができる。
【００４０】
本発明の請求項３記載の発明は、駆動回路は上段のスイッチング素子のみＰＷＭ制御する構成の場合、前記双方向素子は下段のみに使用した構成としたものである。
【００４１】
このことにより、上段の従来のスイッチング素子でダイオードには電流が流れず発熱が抑えることができ、また、上段のゲート回路が少なくすることができる。
【００４２】
本発明の請求項４記載の発明は、駆動回路はこの駆動回路の運転停止を操作するスイッチ回路を同じ場所に設置する構成としたものである。
【００４３】
このことにより、スイッチング素子の発熱が抑えられ高温雰囲気で使用されるスイッチ回路と同じ場所で駆動回路が使用できるため、メンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業することができる。
【００４４】
本発明の請求項５記載の発明は、駆動回路は操作回路と一体にしたことを特徴とする請求項１乃至４記載の換気送風装置である。
【００４５】
このことにより、スイッチ回路と駆動回路を一体化できるため、回路をつなぐリード線や回路を格納するケースが余分に必要でなくなり、リード線や回路を格納するケースの材料を減らすことができる。
【００４６】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００４７】
（実施の形態１）
図１に示すように、直流電源２５は、インバータ回路１に直流電圧を供給する。インバータ回路１は３相インバータブリッジの構成であり、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の上アームに配置した双方向スイッチング素子２であり、同じようにＱ４，Ｑ５，Ｑ６はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の下アームに配置した双方向スイッチング素子２である。ブラシレスＤＣモータ２２は固定子２３と回転子２４から構成され、固定子２３には電気角で１２０度の位相差を持つように３相固定子巻線ＬＵ，ＬＶ，ＬＷが配置される。
【００４８】
直流電源２５とインバータ回路１の双方向スイッチング素子２の間にはモータ電流を検出するための電流検出抵抗２６を接続する。
【００４９】
回転子２４は磁石がＮ極、Ｓ極と交互に配置され、その近傍には位置検出手段２９として１２０度の位相差を持つように３つの磁気センサＨＵ，ＨＶ，ＨＷが配置され、回転子２４の磁極の位置を検出する位置検出信号を出力し、ブラシレスＤＣモータの駆動回路３２のマイクロコンピュータ３０に内蔵された通電手段２８に出力される。
【００５０】
一方スイッチ回路２７はブラシレスＤＣモータ２２を運転させる時、通電手段２８に運転信号を出力する。通電手段２８はスイッチ回路２７より出力される運転信号と位置検出手段２９より出力させる３つの位置検出信号の組合せより、インバータ回路１のどの双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をスイッチングさせるかの通電信号をドライブ回路３１に出力する。
【００５１】
ドライブ回路３１は通電手段２８から出力される通電信号に基づいて、実際に動作させるゲート電圧Ｖｇ１Ｕ＋，Ｖｇ２Ｕ＋，Ｖｇ１Ｕ−，Ｖｇ２Ｕ−，Ｖｇ１Ｖ＋，Ｖｇ２Ｖ＋，Ｖｇ１Ｖ−，Ｖｇ２Ｖ−，Ｖｇ１Ｗ＋，Ｖｇ２Ｗ＋，Ｖｇ１Ｗ−，Ｖｇ２Ｗ−をインバータ回路１の双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６に出力させるいわゆるゲート回路である。インバータ回路１はドライブ回路３１のゲート電圧に基づいて実際に双方向スイッチング素子２をオン、オフさせてブラシレスＤＣモータ２２を駆動する。
【００５２】
図２は双方向スイッチング素子２の構造を説明した図である。双方向スイッチング素子２は第１ゲート端子３と第２ゲート端子４とドレイン端子５とソース端子６により構成されている。双方向スイッチング素子２は、シリコン（Ｓｉ）からなる基板７の上に厚さが１０ｎｍ窒化アルミニウム（ＡｌＮ）と厚さが１０ｎｍの窒化ガリウム（ＧａＮ）とが交互に積層されてなる厚さが１μｍのバッファ層８が形成され、その上に半導体層積層体９が形成されている。半導体層積層体９は、第１の半導体層と第１の半導体層と比べてバンドギャップが大きい第２の半導体層とが基板側から順次積層されている。第１の半導体層は、厚さが２μｍのアンドープの窒化ガリウム（ＧａＮ）層１０であり、第２の半導体層は、厚さが２０ｎｍのｎ型の窒化アルミニウムガリウム（ＡｌＧａＮ）層１１である。ＧａＮ層１０のＡｌＧａＮ層１１とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０１３ｃｍ−２以上でかつ移動度が１０００ｃｍ２Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域が生成されている。半導体層積層体９の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極１２Ａと第２のオーミック電極１２Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極１２Ａ及び第２のオーミック電極１２Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接合を形成している。また、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層１１の一部を除去するとともにＧａＮ層１０を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極１２Ａ及び第２のオーミック電極１２ＢがＡｌＧａＮ層１１とＧａＮ層１０との界面に接するように形成した例を示している。なお、第１のオーミック電極１２Ａ及び第２のオーミック電極１２Ｂは、ＡｌＧａＮ層１１の上に形成してもよい。ｎ型のＡｌＧａＮ層１１の上における第１のオーミック電極１２Ａと第２のオーミック電極１２Ｂとの間の領域には、第１のｐ型半導体層１３Ａ及び第２のｐ型半導体層１３Ｂが互いに間隔をおいて選択的に形成されている。第１のｐ型半導体層１３Ａの上には第１のゲート電極１４Ａが形成され、第２のｐ型半導体層１３Ｂの上には第２のゲート電極１４Ｂが形成されている。第１のゲート電極１４Ａ及び第２のゲート電極１４Ｂは、それぞれパラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、第１のｐ型半導体層１３Ａ及び第２のｐ型半導体層１３Ｂとオーミック接触している。ＡｌＧａＮ層１１及び第１のｐ型半導体層１３Ａ及び第２のｐ型半導体層１３Ｂを覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜１５が形成されている。保護膜１５を形成することで、いわゆる電流コラプスの原因となる欠陥を保障し、電流コラプスを改善することが可能となる。第１のｐ型半導体層１３Ａ及び第２のｐ型半導体層１３Ｂは、それぞれ厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。第１のｐ型半導体層１３Ａ及び第２のｐ型半導体層１３Ｂと、ＡｌＧａＮ層１１とによりＰＮ接合がそれぞれ形成される。これにより、第１のオーミック電極１２Ａと第１のゲート電極１４Ａとの間の電圧が例えば０Ｖでは、第１のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、同様に、第２のオーミック電極１２Ｂと第２のゲート電極１４Ｂとの間の電圧が例えば０Ｖ以下のときには、第２のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、いわゆるノーマリーオフ動作をする半導体素子を実現している。第１のオーミック電極１２Ａの電位をＶ１、第１のゲート電極１４Ａの電位をＶ２、第２のゲート電極１４Ｂの電位をＶ３、第２のオーミック電極１２Ｂの電位をＶ４とする。この場合において、Ｖ２がＶ１より１．５Ｖ以上高ければ、第１のｐ型半導体層１３Ａからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小するため、チャネル領域に電流を流すことができる。同様にＶ３がＶ４より１．５Ｖ以上高ければ、第２のｐ型半導体層１３Ｂからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができる。つまり、第１のゲート電極１４Ａのいわゆるしきい値電圧及び第２のゲート電極１４Ｂのいわゆるしきい値電圧は共に１．５Ｖである。以下においては、第１のゲート電極１４Ａの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第１のゲート電極１４Ａのしきい値電圧を第１のしきい値電圧とし、第２のゲート電極１４Ｂの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第２のゲート電極１４Ｂのしきい値電圧を第２のしきい値電圧とする。また、第１のｐ型半導体層１３Ａと第２のｐ型半導体層１３Ｂとの間の距離は、第１のオーミック電極１２Ａ及び第２のオーミック電極１２Ｂに印加される最大電圧に耐えられるように設計する。第１のオーミック電極１２Ａと第１のゲート電極１４Ａとの間にゲート駆動信号（すなわち、第１ゲート端子３への制御信号）を入力するようになっている。第２のオーミック電極１２Ｂと第２のゲート電極１４Ｂとの間も同様である。なお、ソース端子６は第１のオーミック電極１２Ａに接続され、ドレイン端子５は第２のオーミック電極１２Ｂに接続され、第１ゲート端子３は第１のゲート電極１４Ａに接続され、第２ゲート端子４は第２のゲート電極１４Ｂに接続されている。
【００５３】
次に、双方向スイッチング素子２の動作について説明する。説明のため、第１のオーミック電極の電位を０Ｖとし、第１ゲート端子３に印加するゲート電圧をＶｇ１、第２ゲート端子４に印加するゲート電圧をＶｇ２、第２のオーミック電極１２Ｂと第１のオーミック電極１２Ａとの間の電圧をＶｓ２ｓ１、第２のオーミック電極１２Ｂと第１のオーミック電極１２Ａとの間に流れる電流をＩｓ２ｓ１とする。
【００５４】
Ｖ４がＶ１よりも高い場合、例えば、Ｖ４が＋１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合において、第１ゲート端子３と第２ゲート端子４の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２をそれぞれ第１のしきい値電圧及び第２のしきい値電圧以下の電圧、例えば０Ｖとする。これにより、第１のｐ型半導体層１３Ａから広がる空乏層が、チャネル領域中を第２のｐ型ＧａＮ層の方向へ向けて広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができる。したがって、Ｖ４が正の高電圧であっても、第２のオーミック電極１２Ｂから第１のオーミック電極１２Ａへ流れる電流を遮断する遮断状態を実現できる。一方、Ｖ４がＶ１よりも低い場合、例えばＶ４が−１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合においても、第２のｐ型半導体層１３Ｂから広がる空乏層が、チャネル領域中を第１のｐ型半導体層１３Ａの方向へ向けて広がり、チャネルに流れる電流を遮断することができる。このため、第２のオーミック電極１２Ｂに負の高電圧が印加されている場合においても、第１のオーミック電極１２Ａから第２のオーミック電極１２Ｂへ流れる電流を遮断することができる。すなわち、双方向スイッチング素子２の双方向の電流を遮断することが可能となる。
【００５５】
以上のような構造及び動作において、耐圧を確保するためのチャネル領域を第１のゲート電極１４Ａと第２のゲート電極１４Ｂとが共有する。この素子は、１素子分のチャネル領域の面積で双方向スイッチング素子２が実現可能であり、双方向スイッチング素子２全体を考えると、２つのダイオードと２つのノーマリーオフ型のＡｌＧａＮ／ＧａＮ−ＨＦＥＴとを用いた場合と比べてチップ面積をより少なくすることができ、双方向スイッチング素子２の低コスト化及び小型化が可能となる。
【００５６】
次に、第１ゲート端子３、第２ゲート端子４の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２が、それぞれ第１のしきい値電圧及び第２のしきい値電圧よりも高い電圧、例えば５Ｖの場合には、第１のゲート電極１４Ａ及び第２のゲート電極１４Ｂに印加される電圧は、共にしきい値電圧よりも高くなる。したがって、第１のｐ型半導体層１３Ａ及び第２のｐ型半導体層１３Ｂからチャネル領域に空乏層が広がらないため、チャネル領域は第１のゲート電極１４Ａの下側においても、第２のゲート電極１４Ｂの下側においてもピンチオフされない。その結果、第１のオーミック電極１２Ａと第２のオーミック電極１２Ｂとの間に双方向に電流が流れる導通状態を実現できる。
【００５７】
次に、Ｖｇ１を第１のしきい値電圧よりも高い電圧とし、Ｖｇ２を第２のしきい値電圧以下とした場合の動作について説明する。第１ゲート端子３、第２ゲート端子４を備えた双方向スイッチング素子２を等価回路で表すと図３（ａ）に示すように第１のトランジスタ１６と第２のトランジスタ１７とが直列に接続された回路とみなすことができる。この場合、第１のトランジスタ１６のソース（Ｓ）が第１のオーミック電極１２Ａ、第１のトランジスタ１６のゲート（Ｇ）が第１のゲート電極１４Ａに対応し、第２のトランジスタ１７のソース（Ｓ）が第２のオーミック電極１２Ｂ、第２のトランジスタ１７のゲート（Ｇ）が第２のゲート電極１４Ｂに対応する。このような回路において、例えば、Ｖｇ１を５Ｖ、Ｖｇ２を０Ｖとした場合、Ｖｇ２が０Ｖであるということは第２のトランジスタ１７のゲートとソースが短絡されている状態と等しいため、双方向スイッチング素子２は図３（ｂ）に示すような回路とみなすことができる。更に、図３（ｂ）に示す第２のトランジスタ１７のソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子として説明を行う。図に示すＢ端子の電位がＡ端子の電位よりも高い場合には、Ａ端子がソースでＢ端子がドレインであるトランジスタとみなすことができ、このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ソース）との間の電圧は０Ｖであり、しきい値電圧以下のため、Ｂ端子（ドレイン）からＡ端子（ソース）に電流は流れない。一方、Ａ端子の電位がＢ端子の電位よりも高い場合には、Ｂ端子がソースでＡ端子がドレインのトランジスタとみなすことができる。このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ドレイン）との電位が同じであるため、Ａ端子の電位がＢ端子を基準としてしきい値電圧以下の場合にはＡ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を通電しない。Ａ端子の電位がＢ端子を基準としてしきい値電圧以上となると、ゲートにＢ端子（ソース）を基準としてしきい値電圧以上の電圧が印加され、Ａ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を流すことができる。つまり、トランジスタのゲートとソースとを短絡させた場合、ドレインがカソードでソースがアノードのダイオードとして機能し、その順方向立ち上り電圧はトランジスタのしきい値電圧となる。そのため、図３（ａ）に示す第２のトランジスタ１７の部分は、ダイオードとみなすことができ、図３（ｃ）に示すような等価回路となる。図３（ｃ）に示す等価回路において、双方向スイッチング素子２のドレイン端子５の電位がソース端子６の電位よりも高い場合、第１のトランジスタ１６の第１ゲート端子３に５Ｖが印加されている場合には、第１のトランジスタ１６はオン状態であり、Ｓ２からＳ１へ電流を流すことが可能となる。ただし、ダイオードの順方向立ち上り電圧によるオン電圧が発生する。また、双方向スイッチング素子２のＳ１の電位がＳ２の電位よりも高い場合、その電圧は第２のトランジスタ１７からなるダイオードが担い、双方向スイッチング素子２のＳ１からＳ２へ流れる電流を阻止する。つまり、第１ゲート端子３にしきい値電圧以上の電圧を与え、第２ゲート端子４にしきい値電圧以下の電圧を与えることにより、いわゆる双方向素子をオンした状態とドレイン側にダイオードのカソード側を直列接続した動作が可能なスイッチが実現できる。
【００５８】
図４は、双方向スイッチング素子２のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係であり、図４（ａ）は、Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示し、図４（ｂ）はＶｇ２を第２のしきい値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合を示し、図４（ｃ）はＶｇ１を第１のしきい値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示している。なお、図４において横軸であるＳ２−Ｓ１間電圧（Ｖｓ２ｓ１）は、第１のオーミック電極１２Ａを基準とした電圧であり、縦軸であるＳ２−Ｓ１間電流（Ｉｓ２ｓ１）は第２のオーミック電極１２Ｂから第１のオーミック電極１２Ａへ流れる電流を正としている。図４（ａ）に示すように、Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合には、Ｖｓ２ｓ１が正の場合にも負の場合にもＩｓ２ｓ１は流れず、双方向スイッチング素子２は遮断状態となる。また、Ｖｇ１とＶｇ２とが共にしきい値電圧よりも高くなると、Ｖｓ２ｓ１に応じてＩｓ２ｓ１が双方向に流れる導通状態となる。一方、図４（ｂ）に示すように、Ｖｇ２を第２のしきい値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を第１のしきい値電圧以下の０Ｖとした場合には、Ｉｓ２ｓ１は双方向に遮断される。しかし、Ｖｇ１を第１のしきい値電圧以上の２Ｖ〜５Ｖとした場合には、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ未満の場合にはＩｓ２ｓ１が流れないが、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ以上になるとＩｓ２ｓ１が流れる。つまり、第２のオーミック電極１２Ｂから第１のオーミック電極１２Ａにのみに電流が流れ、第１のオーミック電極１２Ａから第２のオーミック電極１２Ｂには電流が流れない逆阻止状態となる。また、Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合には図４（ｃ）に示すように、第１のオーミック電極１２Ａから第２のオーミック電極１２Ｂにのみに電流が流れ、第２のオーミック電極１２Ｂから第１のオーミック電極１２Ａには電流が流れない逆阻止状態となる。
【００５９】
以上より、双方向スイッチング素子２は、そのゲートバイアス条件により、双方向の電流を遮断・通電する機能を有するとともに、ダイオードの動作も可能であり、そのダイオードの電流が通電する方向も切り換えることができる。すなわち、双方向に電流を流すモードと一方向に電流を流すダイオードモードとをゲートの信号により切り替える構成の第１の双方向素子と、前記第１の双方向素子と同じ構成にした第２の双方向素子とを有し、前記第１の双方向素子と前記第２の双方向素子は、ダイオードモードのときに互いにカソードが接続される配置としたものである。
【００６０】
以上、説明したように双方向スイッチング素子２の第１ゲート端子３と第２ゲート端子４のオンあるいはオフ条件に応じて、４つの動作モードで動作することができる。図５は４つの動作モードとして状態（１）、状態（２）、状態（３）、状態（４）を等価回路として具体的に示したものである。
【００６１】
本構造はＪＦＥＴに類似しているが、キャリア注入を意図的に行うという点で、ゲート電界によりチャネル領域内のキャリア変調を行うＪＦＥＴとは全く異なった動作原理により動作する。具体的には、ゲート電圧が３ＶまではＪＦＥＴとして動作するが、ｐｎ接合のビルトインポテンシャルを超える３Ｖ以上のゲート電圧が印加された場合には、ゲートに正孔が注入され、前述したメカニズムにより電流が増加し、大電流かつ低オン抵抗の動作が可能となる。
【００６２】
また、双方向スイッチング素子２は、第１のゲート電極１４Ａがｐ型の導電性を有する第１のｐ型半導体層１３Ａの上に形成され、第２のゲート電極１４Ｂがｐ型の導電性を有する第２のｐ型半導体層１３Ｂの上に形成されている。このため、第１の半導体層と第２の半導体層との界面領域に生成されるチャネル領域に対して、第１のゲート電極１４Ａ及び第２のゲート電極１４Ｂから順方向のバイアスを印加することにより、チャネル領域内に正孔を注入することができる。窒化物半導体においては正孔の移動度は、電子の移動度よりもはるかに低いため、チャネル領域に注入された正孔は電流を流す担体としてほとんど寄与しない。このため、第１のゲート電極１４Ａ及び第２のゲート電極１４Ｂから注入された正孔は同量の電子をチャネル領域内に発生させるので、チャネル領域内に電子を発生させる効果が高くなり、ドナーイオンのような機能を発揮する。つまり、チャネル領域内においてキャリア濃度の変調を行うことが可能となるため、動作電流が大きいノーマリオフ型の窒化物半導体層双方向スイッチング素子を実現することが可能となる。
【００６３】
図６は各部の波形を示し、図６（ａ）は駆動時の波形であり、ＨＵ，ＨＶ，ＨＷの位置検出手段２９から出力される位置検出信号の組合せの波形は従来の図１３（ａ）と同じであるので省略している。ゲート電圧Ｖｇ１Ｕ＋，Ｖｇ２Ｕ＋，Ｖｇ１Ｕ−，Ｖｇ２Ｕ−，Ｖｇ１Ｖ＋，Ｖｇ２Ｖ＋，Ｖｇ１Ｖ−，Ｖｇ２Ｖ−，Ｖｇ１Ｗ＋，Ｖｇ２Ｗ＋，Ｖｇ１Ｗ−，Ｖｇ２Ｗ−は位置検出信号の組合せに対し通電手段２８から出力され、例えば、位置検出信号（ＨＵ，ＨＶ，ＨＷ）＝（Ｈ，Ｈ，Ｌ）の組合せに対し、（Ｖｇ１Ｕ＋，Ｖｇ２Ｕ＋，Ｖｇ１Ｕ−，Ｖｇ２Ｕ−，Ｖｇ１Ｖ＋，Ｖｇ２Ｖ＋，Ｖｇ１Ｖ−，Ｖｇ２Ｖ−，Ｖｇ１Ｗ＋，Ｖｇ２Ｗ＋，Ｖｇ１Ｗ−，Ｖｇ２Ｗ−）＝（Ｌ，Ｈ，Ｌ，Ｈ，ＰＷＭ，Ｈ，ＰＷＭ，Ｈ、Ｌ，Ｈ，Ｈ，Ｈ）のゲート電圧を出力する。（Ａ部の破線のタイミング参照）したがって、（Ｖｇ１Ｖ＋，Ｖｇ２Ｖ＋）＝（ＰＷＭ，Ｈ）となり、ＰＷＭがＨの時、図５より状態（３）となりＱ２は双方向の通電状態になりオンしている。ＰＷＭがＬの時、同様に状態（２）となり、Ｑ２はダイオードの向きより遮断状態になりオフしている。また、Ｖｇ１Ｖ−，Ｖｇ２Ｖ−も同様でありＱ５をオン、オフしている。他のゲート電圧の組やスイッチング素子も同様となっている。また、Ｖｇ１Ｖ＋のＰＷＭに対し、Ｖｇ１Ｖ−のＰＷＭはゲート電圧のＨ，Ｌが相反しており、Ｖｇ１Ｖ＋がＨの場合、Ｖｇ１Ｖ−はＬとなっている。逆に、Ｖｇ１Ｖ＋がＬの場合、Ｖｇ１Ｖ−はＨとなっている。他のゲート電圧の組やスイッチング素子も同様となっている。なお、Ｖｇ１Ｖ＋，Ｖｇ２Ｖ＋とＶｇ１Ｖ−，Ｖｇ２Ｖ−のゲート電圧の組が同時にＨになって、直流電源２５を双方向スイッチング素子２のＱ２，Ｑ５が同時に短絡しないように、いわゆるデッドタイムの期間をいれている。他のゲート電圧の組や双方向スイッチング素子も同様となっている。図７はこれらの詳細を示している。例えば、Ｖｇ１Ｖ＋，Ｖｇ２Ｖ＋のゲート電圧の組でＱ２は期間（１），（５）において状態（３）、期間（２），（３），（４），（６）において状態（２）でオン、オフしている。また、Ｖｇ１Ｖ−，Ｖｇ２Ｖ−のゲート電圧の組でＱ５は期間（１），（２），（４），（５），（６）において状態（２）、期間（３），（７）において状態（２）でオン、オフしている。この時、期間（２），（４），（６）はデットタイムの期間となり、Ｑ２，Ｑ５は状態（２）にすることにより上下短絡をしないようにしている。
【００６４】
図６（ｂ）は双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６に流れる電流を示した図である。例えばＱ５において、Ｑ５を正の方向に流れる電流を上部の電流波形とすると、逆に負の方向に流れる電流は下部の波形になる。ここで、Ｑ２のゲート電圧Ｖｇ１Ｖ＋がＰＷＭでＨの信号の場合、Ｑ２及びＱ６はオンし、直流電源２５からＱ２を通って固定子巻線ＬＶ及びＬＷを通ってＱ６にモータ電流が流れ、Ｑ５にはモータ電流は流れない。（Ａ部の破線のタイミング参照）この時、Ｑ２及びＱ５は図７の期間（１）に示す状態になる。すなわち、Ｑ２は状態（３）、Ｑ５は状態（２）となる。次にゲート電圧Ｖｇ１Ｖ＋がＰＷＭでＬの信号の場合、Ｑ２はオフするがモータ電流は固定子巻線ＬＶ，ＬＷのインダクタンスによって流れ続けようとするので、Ｑ５のゲート電圧Ｖｇ１Ｖ−をＨにしてＱ５をオンし、Ｑ５を通って固定子巻線ＬＶ及びＬＷを通ってＱ６に流れる。この時、Ｑ２及びＱ５は図７の期間（３）に示す状態になる。すなわち、Ｑ２は状態（２）、Ｑ５は状態（３）となる。従来の構成では図１３（ｂ）の還流ダイオードＤ５にモータ電流が流れ、０．７Ｖ程度の順方向電圧降下が発生するために発熱が著しかったが、本実施の形態ではこの位置に配置したＱ５をオンする、すなわち状態（３）に制御するので発熱は抑えられる。
【００６５】
また、本実施の形態の双方向スイッチング素子２は、寄生ダイオードを形成することなく第１ゲート端子３と第２ゲート端子４とドレイン端子５とソース端子６により構成するものである。そして、第１ゲート端子３と第２ゲート端子４へのへの入力信号の組合わせによって、双方向スイッチング素子２内部に、図５の状態（１）や状態（２）に示すようなスイッチング素子とダイオードが直列に接続した状態を構成することができるので、スイッチング素子の発熱を抑えるために寄生ダイオードに流れる電流の立ち上がりや遮断のタイミングを考慮してスイッチング素子を駆動する必要もなく、容易にインバータの各アームのスイッチングをおこなうことができる。
【００６６】
ここで、図７に示す期間（１）から期間（３）に移行する場合、Ｑ２及びＱ５が上下短絡しないようにデットタイムとして期間（２）を設けている。その他の双方向スイッチング素子２も同様に制御することで、下アームに配置した双方向スイッチング素子２のＱ４，Ｑ５，Ｑ６の発熱が抑えられる。
【００６７】
上記構成において、スイッチング素子の発熱が抑えられ高温雰囲気でも駆動可能な信頼性の高いスイッチング素子が得られ、また、放熱部品がいらなくなるため、駆動回路が小型化できる換気送風装置が得られる。
【００６８】
なお、位置検出手段に３つの磁気センサを用いたが、誘起電圧やモータ電流波形より推定するいわゆるセンサレスの位置検出手段を用いても良く、その作用効果に差異を生じない。
【００６９】
（実施の形態２）
図６（ｂ）に示すように、インバータ回路３３は双方向スイッチング素子２のＱ１，Ｑ３，Ｑ５にはほとんど負の方向に流れる電流はない。したがって、還流ダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５の存在するの従来のスイッチング素子を使用してもほとんど発熱には影響しないため、上アームスイッチング素子は従来のスイッチング素子１０２を使用し下アームは双方向スイッチング素子２を使用しても十分に発熱が抑えられる。
【００７０】
図８は上段を従来のスイッチング素子１０２を使用し、下段は本発明の双方向スイッチング素子２を使用した場合の駆動回路である。ドライブ回路３４は上段を従来のスイッチング素子１０２を使用しているため、Ｖｇ２Ｕ＋，Ｖｇ２Ｖ＋，Ｖｇ２Ｗ＋のゲート電圧が不要になり、したがって、ゲート回路が不要になる。その他は図１と同じなので説明を省く。
【００７１】
上記構成において、上段の従来のスイッチング素子のダイオードには電流が流れず発熱が抑えられ、また、上段のゲート回路が少なくて済み、回路の小型化とコストダウンができる換気送風装置が得られる。
【００７２】
（実施の形態３）
図１や図８において、双方向スイッチング素子２やスイッチング素子１０２は発熱が抑えられるため、図１２の放熱部品１２４は不要になる。したがって、図１０で従来のレンジフードの駆動回路１１２は大型の放熱部品１２４がなくなるため小型になる。また、周囲温度の高いフード１１８内に設置することができる。したがって、スイッチ回路１０７と駆動回路１１２は一体化し駆動回路３２として回路ケース１２６に内蔵し、余分な回路ケース１２７は不要になり、また、接続線１１４は省略することができる。
【００７３】
図９は本発明のレンジフードに放熱部品１２４がなくなって小型化し、同じフード１１８内にスイッチ回路１０７と一体化した駆動回路３２を１つの回路ケース１２６内に設置したものである。
【００７４】
上記構成において、駆動回路はスイッチ回路と同じ場所のフード内で設置できるためメンテナンス等で駆動回路を取り替える場合、手元で簡単に作業することができる換気送風装置が得られる。また駆動回路はスイッチ回路と一体化して設置でき接続線が省略できるため、回路ケースや回路をつなぐ接続線が余分に必要でなくなり、回路ケースや接続線の材料を減らすことができる換気送風装置が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００７５】
双方向スイッチング素子を用いた駆動回路は発熱を抑え放熱部品が不要になり回路の小型化及び低コスト化ができるので、ＤＣモータのみならず、一般の誘導機や同期機のモータ駆動装置やそれを応用した用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】本発明の実施例１のブラシレスＤＣモータ駆動回路を示す図
【図２】同、双方向スイッチング素子の構造を説明する図
【図３】同、双方向スイッチング素子の等価回路を示す図
【図４】同、双方向スイッチング素子のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係を示す図
【図５】同、双方向スイッチング素子の４つの動作モードの等価回路を示す図
【図６】同、ブラシレスＤＣモータ駆動回路の各部の波形を示す図（（ａ）駆動時の各部の波形を示す図、（ｂ）スイッチング素子に流れる電流波形を示す図）
【図７】同、駆動時の波形の拡大図
【図８】上段を従来のスイッチング素子、下段を本発明の双方向スイッチング素子を使用した場合の駆動回路を示す図
【図９】同、ブラシレスＤＣモータの駆動回路を搭載したレンジフードを示す図
【図１０】従来技術のブラシレスＤＣモータの駆動回路を搭載したレンジフードを示す図（（ａ）レンジフードの説明図、（ｂ）レンジフードの設置状態の説明図）
【図１１】従来技術のブラシレスＤＣモータの駆動回路を示す図
【図１２】スイッチング素子に放熱部品が配置された状態を示す図
【図１３】従来技術のブラシレスＤＣモータ駆動回路の各部の波形を示す図（（ａ）駆動時の各部の波形を示す図、（ｂ）スイッチング素子と還流ダイオードに流れる電流波形を示す図）
【符号の説明】
【００７７】
１ インバータ回路
２ 双方向スイッチング素子
２２ ブラシレスＤＣモータ
２３ 固定子
２４ 回転子
２５ 直流電源
２６ 電流検出抵抗
２７ スイッチ回路
２８ 通電手段
２９ 位置検出手段
３０ マイクロコンピュータ
３１ ドライブ回路
３２ 駆動回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路と、このインバータ回路に接続する３相の固定巻線と固定子を有するブラシレスＤＣモータと、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御させるブラシレスＤＣモータの駆動回路とを搭載した換気送風装置において、前記スイッチング素子は、双方向に電流を流すモードと一方向に電流を流すダイオードモードとをゲートの信号により切り替える構成の第１の双方向素子と、前記第１の双方向素子と同じ構成にした第２の双方向素子とを有し、前記第１の双方向素子と前記第２の双方向素子は、ダイオードモードのときに互いにカソードが接続される配置とした換気送風装置。
【請求項２】
駆動回路は第一ゲート端子、第二ゲート端子、ドレイン端子、ソース端子を備えたスイッチング素子で構成したインバータ回路において、前記第一ゲート端子のみをオンしてドレイン端子からソース端子間に双方向デバイスのオン状態と逆方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作させ、前記第二ゲート端子のみをオンしてドレイン端子からソース端子間に順方向ダイオードと前記順方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作させ、前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子をオンしてドレイン端子からソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作させ、前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子をオフして順逆双方向に電流を遮断する特性を有するように動作させて、前記スイッチング素子のダイオードに電流が流れる時に前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子をオンしてドレイン端子からソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作させ、発熱を減少させるる構成とした請求項１記載の換気送風装置。
【請求項３】
駆動回路は上段のスイッチング素子のみＰＷＭ制御する構成の場合、前記双方向素子は下段のみに使用する構成とした請求項１乃至２記載の換気送風装置。
【請求項４】
駆動回路は前記駆動回路の運転停止を操作するスイッチ回路を同じ場所に設置する構成とした請求項１乃至３記載の換気送風装置。
【請求項５】
駆動回路は操作回路と一体にした構成とした請求項１乃至４記載の換気送風装置。
【請求項１】
直流電源に複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータ回路と、このインバータ回路に接続する３相の固定巻線と固定子を有するブラシレスＤＣモータと、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御させるブラシレスＤＣモータの駆動回路とを搭載した換気送風装置において、前記スイッチング素子は、双方向に電流を流すモードと一方向に電流を流すダイオードモードとをゲートの信号により切り替える構成の第１の双方向素子と、前記第１の双方向素子と同じ構成にした第２の双方向素子とを有し、前記第１の双方向素子と前記第２の双方向素子は、ダイオードモードのときに互いにカソードが接続される配置とした換気送風装置。
【請求項２】
駆動回路は第一ゲート端子、第二ゲート端子、ドレイン端子、ソース端子を備えたスイッチング素子で構成したインバータ回路において、前記第一ゲート端子のみをオンしてドレイン端子からソース端子間に双方向デバイスのオン状態と逆方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作させ、前記第二ゲート端子のみをオンしてドレイン端子からソース端子間に順方向ダイオードと前記順方向ダイオードのカソード側が直列接続された半導体として動作させ、前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子をオンしてドレイン端子からソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作させ、前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子をオフして順逆双方向に電流を遮断する特性を有するように動作させて、前記スイッチング素子のダイオードに電流が流れる時に前記第一ゲート端子及び第二ゲート端子をオンしてドレイン端子からソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作させ、発熱を減少させるる構成とした請求項１記載の換気送風装置。
【請求項３】
駆動回路は上段のスイッチング素子のみＰＷＭ制御する構成の場合、前記双方向素子は下段のみに使用する構成とした請求項１乃至２記載の換気送風装置。
【請求項４】
駆動回路は前記駆動回路の運転停止を操作するスイッチ回路を同じ場所に設置する構成とした請求項１乃至３記載の換気送風装置。
【請求項５】
駆動回路は操作回路と一体にした構成とした請求項１乃至４記載の換気送風装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１０−１８７４２６（Ｐ２０１０−１８７４２６Ａ）
【公開日】平成２２年８月２６日（２０１０．８．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２８０８５（Ｐ２００９−２８０８５）
【出願日】平成２１年２月１０日（２００９．２．１０）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年８月２６日（２０１０．８．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年２月１０日（２００９．２．１０）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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