直流電源装置およびこれを用いた空気調和機
【課題】効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現する。
【解決手段】直流電源装置１１Ａは、交流電源１３からの交流電力を直流電力に変換する第１および第２の整流回路１７ａ，１７ｂと、第１および第２の整流回路１７ａ，１７ｂに接続されたリアクタ１５と、交流電源１３をリアクタ１５を介して短絡するスイッチング部１９と、交流電源１３からの電流を取得する入力電流取得部２７と、交流電源１３の電圧を取得する入力電圧取得部２５と、第１および第２の整流回路１７ａ，１７ｂの直流出力電圧を取得する直流出力電圧取得部３１と、スイッチング部１９の短絡タイミング、直流出力電圧、交流電源１３の電圧、および、交流電源１３からの電流の情報に基づいて、スイッチング部１９の短絡時間幅を決定するスイッチング制御部４３と、を備える。
【解決手段】直流電源装置１１Ａは、交流電源１３からの交流電力を直流電力に変換する第１および第２の整流回路１７ａ，１７ｂと、第１および第２の整流回路１７ａ，１７ｂに接続されたリアクタ１５と、交流電源１３をリアクタ１５を介して短絡するスイッチング部１９と、交流電源１３からの電流を取得する入力電流取得部２７と、交流電源１３の電圧を取得する入力電圧取得部２５と、第１および第２の整流回路１７ａ，１７ｂの直流出力電圧を取得する直流出力電圧取得部３１と、スイッチング部１９の短絡タイミング、直流出力電圧、交流電源１３の電圧、および、交流電源１３からの電流の情報に基づいて、スイッチング部１９の短絡時間幅を決定するスイッチング制御部４３と、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する直流電源装置およびこれを用いた空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、家庭用の空気調和機には、地球環境保全の要請から、省資源、省エネルギーを強く求められるようになってきた。加えて、電子制御機器の急増に伴い、電源の品質に悪影響を与える高調波電流の規制に適合する製品が求められている。
【０００３】
こうした要求を満たすために、特許文献１に係る電力供給装置が知られている。特許文献１に係る電力供給装置は、交流電源にその一端が接続されたリアクトルと、リアクトルを介して交流電源を短絡／開放する双方向通電性の短絡素子とを設けてなり、負荷量に応じて、短絡素子を、短絡動作を行わない力率改善無しモード、短絡動作を電源電圧半周期に１回もしくは複数回行う部分スイッチングモード、または、短絡動作を電流フィードバック制御にて高周波で行う高周波スイッチングモードのいずれかのモードによって制御する。
【０００４】
特許文献１に係る電力供給装置によれば、部分スイッチングモードにおいて、短絡素子の短絡開始時間（タイミング）、短絡時間幅、および短絡回数を制御することで、リアクトルに蓄積するエネルギーを制御することができる（特許文献１の段落番号００３７の記載事項参照）結果として、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を実現することができるという。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００３−１５３５４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に係る電力供給装置では、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現するために、短絡素子の短絡時間幅を、いかにして制御するのかに関する具体的な記載はない。したがって、特許文献１に係る電力供給装置は、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現するための具体的な記載がない点で改良の余地があった。
【０００７】
本発明は、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現することができるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る直流電源装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して短絡するスイッチング部と、前記交流電源からの電流を取得する入力電流取得部と、前記交流電源の電圧を取得する入力電圧取得部と、前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、前記交流電源の周波数を算出する周波数算出部と、前記整流回路の直流出力電圧を取得する直流出力電圧取得部と、前記スイッチング部の短絡タイミングを記憶する短絡タイミング記憶部と、前記ゼロクロス検出部で検出されたゼロクロス点に同期させて前記スイッチング部を短絡または開放させる制御を行うスイッチング制御部と、を備え、前記スイッチング制御部は、前記短絡タイミング記憶部に記憶された短絡タイミング、前記直流出力電圧取得部で取得された前記直流出力電圧、前記入力電圧取得部で取得された前記交流電源の電圧、および、前記入力電流取得部で取得された前記交流電源からの電流の情報に基づいて、前記スイッチング部の短絡時間幅を決定する、ことを最も主要な特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１実施形態に係る直流電源装置の回路構成を表すブロック図である。
【図２Ａ】電源周波数５０ＨｚでのパルスデューティＤおよび入力電流理論波形を表す図である。
【図２Ｂ】電源周波数５０Ｈｚでのシミュレーションによる入力電流波形を表す図である。
【図３Ａ】電源周波数６０ＨｚでのパルスデューティＤおよび入力電流理論波形を表す図である。
【図３Ｂ】電源周波数６０Ｈｚでのシミュレーションによる入力電流波形を表す図である。
【図４】本発明の第２実施形態に係る直流電源装置の回路構成を表すブロック図である。
【図５】本発明の第３実施形態に係る直流電源装置の回路構成を表すブロック図である。
【図６】本発明の第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置を搭載した空気調和機の概略構成図である。
【図７】同空気調和機の室外機の内部構造を表す斜視図である。
【図８】同室外機の天板を外した状態を表す平面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の複数の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
［第１実施形態］
（第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの全体構成）
はじめに、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの全体構成について、図１を参照して説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの回路構成を表すブロック図である。本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａについて、本発明の“負荷”として、電動機２３を駆動する三相インバータ回路２１を例示して説明する。
【００１２】
本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａは、図１に示すように、交流電源１３と、リアクタ１５と、本発明の“整流回路”に相当する第１および第２の全波整流回路１７ａ，１７ｂと、スイッチング部１９と、平滑コンデンサＣ１と、入力電圧取得部２５と、入力電流取得部２７と、ゼロクロス検出部２９と、直流出力電圧取得部３１と、制御回路３３と、を備えて構成されている。
【００１３】
交流電源１３は、例えば単相交流電源である。ただし、交流電源１３として三相交流電源を採用してもよい。交流電源１３の一側配線Ｌ１には、リアクタ１５が接続されている。リアクタ１５は、交流電源１３の力率を改善する役割を果たす。
【００１４】
第１の全波整流回路１７ａは、図１に示すように、相互にブリッジ接続された第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。第１の全波整流回路１７ａは、これら第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を用いて交流電源１３の交流電圧波形を全波整流する機能を有する。
【００１５】
第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４は、図１に示すように、アノード側が正の直流母線ＰＬに、カソード側が負の直流母線ＮＬに、それぞれ接続されている。第１および第２の整流ダイオードＤ１，Ｄ２の間に位置する第１の接続点Ｎｄ１と、第３および第４の整流ダイオードＤ３，Ｄ４の間に位置する第２の接続点Ｎｄ２との間には、交流電源１３が、リアクタ１５および電流センサ２７ａを介して接続されている。
【００１６】
第２の全波整流回路１７ｂは、第１の全波整流回路１７ａと同様の構成を備える。すなわち、第２の全波整流回路１７ｂは、図１に示すように、相互にブリッジ接続された第５〜第８の整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を有する。第２の全波整流回路１７ｂは、これら第５〜第８の整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を用いて交流電源１３の交流電圧波形を全波整流する機能を有する。
【００１７】
第５および第６の整流ダイオードＤ５，Ｄ６の間に位置する第３の接続点Ｎｄ３と、第７および第８の整流ダイオードＤ７，Ｄ８の間に位置する第４の接続点Ｎｄ４との間には、交流電源１３が、リアクタ１５および電流センサ２７ａを介して接続されている。
【００１８】
半導体スイッチング素子からなるスイッチング部１９は、第５〜第８の整流ダイオードＤ５〜Ｄ８におけるアノード側およびカソード側の間に接続されている。半導体スイッチング素子としては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulate Gate Bipola Transisitor）構造のものや、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）構造のものなどを適宜用いればよい。スイッチング部１９は、交流電源１３を、リアクタ１５を介して短絡する機能を有する。
【００１９】
スイッチング部１９は、後記する制御回路３３に含まれるスイッチング制御部４３の駆動制御信号に従って、短絡に係るタイミング、継続時間、および、回数が制御されるように構成されている。
【００２０】
平滑コンデンサＣ１は、第１の全波整流回路１７ａで全波整流された直流電圧を平滑化する機能を有する。一対の端子を有する平滑コンデンサＣ１は、図１に示すように、一方の端子が正の直流母線ＰＬに、他方の端子が負の直流母線ＮＬに、それぞれ接続されている。平滑コンデンサＣ１の両端子間に、三相インバータ回路２１を介して電動機２３を駆動するための直流電力が生じるようになっている。
【００２１】
第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａに対する負荷である三相インバータ回路２１は、第１の全波整流回路１７ａで整流され平滑コンデンサＣ１で平滑化された直流電力を、ｕ相・ｖ相・ｗ相の擬似的な三相交流電力に変換し、変換後の擬似的な三相交流電力を電動機２３に供給する機能を有する。
【００２２】
入力電圧取得部２５は、交流電源１３の端子間電圧を取得する機能を有する。入力電流取得部２７は、交流電源１３から供給される電流の大きさを取得する機能を有する。ゼロクロス検出部２９は、交流電源１３の交流電圧波形のうちゼロクロス点（交流電圧波形がゼロ電位の時間軸上を通過する地点の時間情報）を取得する機能を有する。直流出力電圧取得部３１は、第１の全波整流回路１７ａの出力である直流電圧を取得する機能を有する。これら各取得部２５，２７，３１における取得値、および、ゼロクロス検出部２９の検出値は、制御回路３３へと送られるように構成されている。
【００２３】
制御回路３３は、前記した各取得部２５，２７，３１における取得値、および、ゼロクロス検出部２９の検出値に基づいて、スイッチング部１９の短絡に係るタイミング、継続時間、および、回数を制御する機能を有する。かかる機能を実現するために、制御回路３３は、コンバータ制御部３５と、インダクタンス記憶部３７と、短絡タイミング記憶部３９と、周波数算出部４１と、スイッチング制御部４３と、インバータ制御部４５と、ＰＷＭ出力部４７と、を備えて構成されている。
【００２４】
コンバータ制御部３５は、交流電源１３の交流電力を直流電力に変換する機能を統括的に司る役割を果たす。
【００２５】
インダクタンス記憶部３７は、リアクタ１５のインダクタンス値を記憶する機能を有する。インダクタンス記憶部３７に記憶されたリアクタ１５のインダクタンス値は、スイッチング部１９の短絡に係る継続時間を決定する際に参照される。
なお、インダクタンス記憶部３７の記憶内容は、例えば、リアクタ１５のインダクタンス値が変わった場合に、その変更に併せて更新可能に構成されている。
【００２６】
短絡タイミング記憶部３９は、スイッチング部１９の短絡タイミング（短絡開始時刻）を記憶する機能を有する。短絡タイミング記憶部３９に記憶されるスイッチング部１９の短絡タイミングは、後記する電源電圧半周期の期間内において、そこに含まれる短絡タイミング同士の高調波成分が相互に重ならないようにずらしてあることが好ましい。高調波電流を抑制することができるからである。
なお、短絡タイミング記憶部３９の記憶内容は、例えば、スイッチング部１９の短絡に係るタイミングを調整する必要が生じた場合に、その要求に従って更新可能に構成されている。
【００２７】
周波数算出部４１は、ゼロクロス検出部２９のゼロクロス取得値に基づいて、交流電源１３の周波数を算出する機能を有する。具体的には、周波数算出部４１は、ゼロクロス信号の間隔を求め、求めた間隔が例えば９ｍｓよりも長ければ５０Ｈｚであり、９ｍｓよりも短ければ６０Ｈｚであるといったように、交流電源１３の周波数を算出する。
【００２８】
スイッチング制御部４３は、インダクタンス記憶部３７に記憶されたリアクタ１５のインダクタンス値に係る情報、短絡タイミング記憶部３９に記憶された短絡タイミングに係る情報、並びに、入力電圧取得部２５で取得された入力電圧、入力電流取得部２７で取得された入力電流、および、直流出力電圧取得部３１で取得された出力電圧の情報に基づいて、スイッチング部１９の短絡に係る継続時間を演算すると共に、この演算結果に従って、スイッチング部１９の開放または短絡動作を制御する機能を有する。
【００２９】
インバータ制御部４５は、第１の全波整流回路１７ａで整流され平滑コンデンサＣ１で平滑化された直流電力を、ｕ相・ｖ相・ｗ相の擬似的な三相交流電力に変換する機能を統括的に司る役割を果たす。
【００３０】
ＰＷＭ出力部４７は、電動機２３の駆動を制御するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力し、こうして出力したＰＷＭ信号を、インバータドライバ４９を介して三相インバータ回路２１に供給する機能を有する。
【００３１】
制御回路３３は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）などを備えたマイクロコンピュータ（以下“マイコン”という。）により構成される。このマイコンは、ＲＯＭに記憶されているプログラムを読み出して実行し、制御回路３３に内包されるスイッチング制御部４３などの各種機能部の実行制御を行うように機能する。
【００３２】
（第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの動作）
次に、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの動作について説明する。
【００３３】
第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの動作説明に先立って、高調波電流の指標とした高調波の余裕度について説明する。電源周波数のｎ次の高調波電流の限度値は、ＪＩＳ Ｃ６１０００−３−２「電磁両立性−第３-２部：限度値−高調波電流発生限度値」に規定されている。この限度値Ｉｓｎに対して高調波電流をＩｎとしたとき、ｎ次の余裕度を（１−Ｉｎ／Ｉｓｎ）と定義する。
【００３４】
この定義から明らかなように、ｎ次の余裕度が０より小さい場合、限度値Ｉｓｎ以上のｎ次の高調波電流が流れていることになり、規定不適合となる。一方、ｎ次の余裕度が０より大きい場合、限度値以下のｎ次の高調波電流が流れていることになり、規定適合となる。ｎ次の余裕度が１に近い場合、ｎ次の高調波電流は０に近づく。これは、電源に悪影響を与えるｎ次の高調波電流がほとんどなく、非常に良好な状態である。前記したｎ次の余裕度を２次から４０次まで求め、最も小さいものを高調波の余裕度として定義する。
【００３５】
直流電源装置１１Ａは、図１に示すように、交流電源１３の交流電圧を第１の全波整流回路１７ａで整流し、平滑コンデンサＣ１で平滑化して直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を、負荷としての三相インバータ回路２１および電動機２３に供給する。
【００３６】
直流電源装置１１Ａにおける直流電圧の供給源は、平滑コンデンサＣ１に蓄えられた電荷である。このため、交流電源１３の交流電圧が、平滑コンデンサＣ１の両端に現れる直流電圧を超えた場合に、負荷へと電流は流れる。その結果、通電区間が短く、電流波形は鋭くとがって力率が悪くなってしまう。そこで、力率改善を狙ってリアクタ１５を設ける。すると、電流波形の波高値が低くなり、通電区間は後ろに伸びる。その結果、力率は改善される。
【００３７】
さらに、ゼロクロス検出部２９で検出されたゼロクロス点に同期させてスイッチング部１９を短絡または開放させる制御を行うスイッチング制御部４３を設け、このスイッチング制御部４３によって、交流電源１３のゼロクロス点を基準とした適宜の時期に適宜の時間幅だけスイッチング部１９を短絡させ、力率の改善を図ることが行われている。
【００３８】
これは、力率の改善がなされると、交流電源１３の供給者における設備負担の軽減に寄与することに加えて、直流電源装置１１Ａが接続されるブレーカ、または、コンセントの容量を上限まで活用して直流電源装置１１Ａの能力を最大限に発揮させて、利用者のコストパフォーマンスを実質的に向上することができるためである。
【００３９】
しかし、闇雲に短絡しさえすればよいわけではない。短絡の仕方や負荷の状況によっては、高調波電流が却って増加する事態も起こりえる。
【００４０】
この点、本発明者らの研究によると、力率の向上および高調波電流の減少を図りながら、直流電圧を√２＊Ｖｓ（交流入力電圧の実効値）を超えた値に上昇させるには、スイッチング部１９を電源電圧半周期の期間内に４回以上短絡させる必要があることがわかった。そうすると、かかる短絡回数の制約条件を踏まえて、短絡タイミング（短絡開始時刻）および短絡時間幅を決定することが求められる。
【００４１】
しかし、短絡タイミング（短絡開始時刻）および短絡時間幅を、いかなる考え方に基づいて決定するかは、非常に難しい問題であった。
【００４２】
そこで、本発明では、短絡タイミングをパルス毎に決め、そのデューティＤを計算することで短絡時間幅を決定する構成を採用することとした。
ここで、パルス毎の短絡タイミング（短絡開始時刻；電源電圧半周期のゼロクロス（始点）を原点として短絡が開始されるまでの時間軸上の時刻情報）をｔｄ、短絡時間幅（パルスのオン時間）をｔon、短絡終了から次パルスの短絡タイミングまでの時間幅（パルスのオフ時間）をｔoffとそれぞれ定義する。
【００４３】
（デューティＤの算出方法）
次にデューティＤの算出方法について説明する。
まず、入力電流をｉｓ、交流入力電圧をｖｓ、リアクタ１５のインダクタンス値をＬ、直流出力電圧をＶｄとする。すると、スイッチング部１９を短絡（オン）したときの入力電流の微分ｉon’は、（式１）のように表わすことができる。また、スイッチング部１９をオフしたときの入力電流の微分ｉoff’は、（式２）のように表わすことができる。
ｉon’＝ｄｉｓ／ｄｔ＝ｖｓ／Ｌ ・・・（式１）
ｉoff’＝ｄｉｓ／ｄｔ＝（ｖｓ−Ｖｄ）／Ｌ ・・・（式２）
【００４４】
スイッチング部１９を短絡（オン）する時間幅をｔon、開放（オフ）する時間幅をｔoffとした場合、そのデューティＤは、（式３）のように表わすことができる。
Ｄ＝ｔon／（ｔon＋ｔoff） ・・・（式３）
【００４５】
スイッチング部１９を短絡（オン）したときの入力電流の微分ｉon’と、スイッチング部１９を開放（オフ）したときの入力電流の微分ｉoff’のデューティＤを加味した値が、入力電流の微分ｉｓ’に等しくなると仮定すると、（式４）が成り立つ。この（式４）からデューティＤを求めると、（式５）が成り立つ。
ｉｓ’＝Ｄ・ｉon’＋（１−Ｄ）・ｉoff’ ・・・（式４）
Ｄ＝（ｉｓ’−ｉoff’）／（ｉon’−ｉoff’） ・・・（式５）
【００４６】
交流入力電圧ｖｓが与えられれば、（式１）、（式２）を用いて、ｉon’およびｉoff’を求めることができる。
ここで、交流入力電圧ｖｓは、周波数算出部４１より取得した電源周波数ｆと、入力電圧取得部２５より取得した交流電圧実効値Ｖｓとを用いて、（式６）のように表わすことができる。
ｖｓ＝√２・Ｖｓ・ｓｉｎ（２πｆｔ） ・・・（式６）
【００４７】
また、瞬時入力電流ｉｓは、入力電流取得部２７より取得した入力電流実効値Ｉｓを用いて、（式７）のように表わすことができる。その微分をとると（式８）となる。
ｉｓ ＝√２・Ｉｓ・ｓｉｎ（２πｆｔ） ・・・（式７）
ｉｓ’＝２√２・πｆ・Ｉｓ・ｃｏｓ（２πｆｔ） ・・（式８）
【００４８】
したがって、（式１）、（式２）、（式８）の解を（式５）に代入することによって入力電流ｉｓを正弦波に近づけるためのデューティＤを計算により求めることができる。
【００４９】
なお、あらかじめ電源電圧半周期を短絡回数で分割しておき、分割した細切れの時間幅にデューティＤを乗算して短絡（オン）時間幅ｔonを決定すれば、力率が高い入力電流ｉｓとすることができる。
【００５０】
（分割の仕方と、短絡（オン）時間幅ｔon，開放（オフ）時間幅ｔoffの決め方について）
次に、電源電圧半周期において短絡動作を８回行う場合を例示して、短絡（オン）時間幅ｔonの決め方について説明する。
【００５１】
ｎパルス目に係る短絡タイミングｔｄをｔｄ（ｎ）、ｎパルス目に係る短絡時間幅（パルスのオン時間）をｔon（ｎ）、ｎパルス目に係る短絡終了から次パルスの短絡タイミングまでの時間幅（パルスのオフ時間）をｔoff（ｎ）とする。
なお、ｔｄ（１）については、力率の向上、高調波電流の抑制を考慮し、これらが適切な値をとるような調整を要する。ここでは、ｔｄ（１）＝０．５ｍｓとする。
【００５２】
例えば、電源周波数ｆが５０Ｈｚの場合、１パルス目のｔon（１）＋ｔoff（１）については、ｉｓを理論正弦波に近づけるために電流を大きく流す必要があるため、２ｍｓと長めに設定する。その後の２〜７パルス目のｔon（ｎ）＋ｔoff（ｎ）については、共通の値（０．８ｍｓ）を設定する。
【００５３】
すると、ゼロクロスから短絡開始までの時間ｔｄ（ｎ）（単位；ｍｓ）の集合は、（式９）のように表すことができる。ただし、ｎ＝１〜８である。
（ｔｄ（１），ｔｄ（２），ｔｄ（３），ｔｄ（４），ｔｄ（５），ｔｄ（６），ｔｄ（７），ｔｄ（８））
＝（０．５，２．５，３．３，４．１，４．９，５．７，６．５，７．３） ・・・（式９）
【００５４】
仮に、負荷に流れる電流を１４Ａとし、目標直流出力電圧を３００Ｖとした場合、デューティＤについては、（式５）を用いて図２Ａのように表すことができる。図２Ａは、電源周波数５０ＨｚでのパルスデューティＤおよび入力電流理論波形を表す図である。
【００５５】
また、ｔon（ｎ）＋ｔoff（ｎ）の中心値にデューティＤを乗算すれば、ｎパルス目に係る短絡時間幅ｔon（ｎ）を計算により求めることができる。こうして求めたｔon（ｎ）を用いて電源周波数５０Ｈｚでシミュレーションを行ったときの、入力電流波形と直流出力電圧波形を図２Ｂに示す。
【００５６】
図２Ｂに示す例では、力率は９８．１％とじゅうぶんに高く、高調波余裕度は１１％であった。この高調波余裕度を評価すると、次のように考えられる。すなわち、高調波余裕度が１１％であった次数は２５次である。２１次以降の次数については、部分奇数次高調波電流で１００％以下であれば、適用限度値の１５０％以下を充足する。ここで、部分奇数次高調波電流の余裕度は４９．３％である。したがって、２５次については適用限度値の１５０％以下であることを考慮すると、高調波余裕度は６１％となり、高調波余裕度としてはじゅうぶんに大きいことがわかる。
【００５７】
第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの制御方式は、従来のコンバータ制御と組み合わせて直流出力電圧が√２Ｖｓ以上必要となった場合に用いて特に有効である。
【００５８】
一方、電源周波数ｆが６０Ｈｚの場合、ゼロクロスから短絡開始までの時間ｔｄ（ｎ）（単位；ｍｓ）の集合は、（式９）の５／６とすればよい。これを（式１０）に表す。
（ｔｄ（１），ｔｄ（２），ｔｄ（３），ｔｄ（４），ｔｄ（５），ｔｄ（６），ｔｄ（７），ｔｄ（８））＝（０．４２，２．０８，２．７５，３．４２，４．０８，４．７５，５．４１，６．０８） ・・・（式１０）
【００５９】
仮に、負荷に流れる電流を１４Ａとし、目標直流出力電圧を３００Ｖとした場合、デューティＤについては、（式５）を用いて図３Ａのように表すことができる。図３Ａは、電源周波数６０ＨｚでのパルスデューティＤおよび入力電流理論波形を表す図である。
【００６０】
また、ｔon（ｎ）＋ｔoff（ｎ）の中心値にデューティＤを乗算すれば、ｎパルス目に係る短絡時間幅ｔon（ｎ）を計算により求めることができる。こうして求めたｔon（ｎ）を用いて電源周波数６０Ｈｚでシミュレーションを行ったときの、入力電流波形と直流出力電圧波形を図３Ｂに示す。
【００６１】
図３Ｂに示す例では、力率は９７．７％とじゅうぶんに高く、高調波余裕度は４３％であった。ただし、直流出力電圧Ｖｄは３１４Ｖとなり、入力電流実効値Ｉｓも１４．８９Ａと、（式５）を用いて計算により求めたデューティＤよりも増えてしまった。こうした誤差は、直流出力電圧Ｖｄと入力電流実効値Ｉｓは増えたがパルス数は少ないこと、および、（式５）では直流出力電圧Ｖｄを一定としていることなどに起因するものと考えられる。
【００６２】
こうした誤差を除くために、いくつかの対策をとることができる。第１の対策は、直流出力電圧Ｖｄの値をフィードバックして、（式５）を用いて計算されるデューティＤにある係数をかけることである。第２の対策は、直流出力電圧Ｖｄの値をフィードバックして、（式５）に用いる電圧を変更することである。第３の対策は、直流出力電圧Ｖｄの値をフィードバックして、（式５）に用いるリアクタ１５のインダクタンス値Ｌを変更することである。
【００６３】
以上のように、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａによれば、４パルス〜４０パルスの範囲内において、電源周波数ｆが５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのいずれであっても、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現することができる。
【００６４】
［第２実施形態］
次に、第２実施形態に係る直流電源装置１１Ｂの全体構成について、図４を参照して説明する。図４は、本発明の第２実施形態に係る直流電源装置１１Ｂの回路構成を表すブロック図である。
なお、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａと、第２実施形態に係る直流電源装置１１Ｂとは、ほとんどの構成要素が共通している。そのため、その機能が共通する部材間には原則として共通の符号を付し、その重複した説明を省略して、両者の相違点に注目して説明を進める。
【００６５】
第１実施形態と第２実施形態との相違点は、リアクタ１５のインダクタンス値Ｌの取得経路が異なる点である。すなわち、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａでは、図１に示すように、インダクタンス記憶部３７を備え、コンバータ制御部３５は、インダクタンス記憶部３７を介してリアクタ１５のインダクタンス値Ｌを取得する構成を採用している。
【００６６】
これに対し、第２実施形態に係る直流電源装置１１Ｂでは、図４に示すように、インダクタンス推定部３８を備え、コンバータ制御部３５は、インダクタンス推定部３８を介してリアクタ１５のインダクタンス値Ｌを取得する構成を採用している。
【００６７】
インダクタンス推定部３８は、入力電流取得部２５で取得された交流電源１３の入力電圧実効値Ｖｓ、入力電流取得部２７で取得された交流電源１３からの入力電流実効値Ｉｓ、直流出力電圧取得部３１で取得された直流出力電圧Ｖｄ、および、周波数算出部４１で算出された交流電源の周波数ｆを含む各情報に基づいて、リアクタ１５のインダクタンス値Ｌを推定する。
【００６８】
具体的には、スイッチング部１９を短絡させない状態を維持して、負荷（三相インバータ回路２１および電動機２３）に与える直流電力の大きさを、そのときに流れる入力電流ｉｓが１〜２Ａ程度となるように調整する。この調整は、三相インバータ回路２１に与えるＰＷＭ信号を調整することによって遂行することができる。このとき、リアクタ１５のインダクタンス値Ｌは、（式１１）のように推定することができる。
Ｌ＝（Ｖｓ−Ｖｄ／√２）／（２ｆ・Ｉｓ） ・・・（式１１）
【００６９】
要するに、インダクタンス推定部３８は、負荷（三相インバータ回路２１および電動機２３）の駆動に先立って、（式１１）の計算式を用いて、リアクタ１５のインダクタンス値Ｌを推定すればよい。この推定値は、力率、直流抵抗分、第１の全波整流回路１７ａの順方向電圧などが加味されていないため、誤差を含む。しかし、生じた誤差は、第１実施形態において直流出力電圧Ｖｄの誤差への対策で説明したように、コンバータ制御を開始したあと、直流出力電圧Ｖｄの値をフィードバックすることによって軽減することができる。
【００７０】
第２実施形態に係る直流電源装置１１Ｂによれば、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａと同様に、４パルス〜４０パルスの範囲内において、電源周波数ｆが５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのいずれであっても、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現することができる。
【００７１】
［第３実施形態］
次に、第３実施形態に係る直流電源装置１１Ｃの全体構成について、図５を参照して説明する。図５は、本発明の第３実施形態に係る直流電源装置１１Ｃの回路構成を表すブロック図である。
なお、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａと、第３実施形態に係る直流電源装置１１Ｃとは、ほとんどの構成要素が共通している。そのため、その機能が共通する部材間には原則として共通の符号を付し、その重複した説明を省略して、両者の相違点に注目して説明を進める。
【００７２】
第１実施形態と第３実施形態との相違点は、交流電源１３の入力電圧実効値Ｖｓの取得経路が異なる点である。すなわち、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａでは、図１に示すように、入力電圧取得部２５を備え、コンバータ制御部３５は、入力電圧取得部２５を介して交流電源１３の入力電圧ｖｓを取得する構成を採用している。
【００７３】
これに対し、第３実施形態に係る直流電源装置１１Ｃでは、図５に示すように、本発明の入力電圧取得部および入力電圧推定部の両者に相当する入力電圧推定部２６を備え、コンバータ制御部３５は、入力電圧推定部２６を介して交流電源１３の入力電圧ｖｓを取得する構成を採用している。
【００７４】
入力電圧推定部２６は、負荷（三相インバータ回路２１および電動機２３）の駆動前に直流出力電圧取得部３１で取得された直流出力電圧Ｖｄの情報に基づいて交流電源１３の入力電圧実効値Ｖｓを推定する。交流電源１３の入力電圧実効値Ｖｓは、（式１２）のように推定することができる。
Ｖｓ＝Ｖｄ／√２ ・・・（式１２）
【００７５】
この推定値は、第１の全波整流回路１７ａの順方向電圧などが加味されていないため、誤差を含む。しかし、生じた誤差は、第１実施形態において直流出力電圧Ｖｄの誤差への対策で説明したように、コンバータ制御を開始したあと、直流出力電圧Ｖｄの値をフィードバックすることによって軽減することができる。
【００７６】
第３実施形態に係る直流電源装置１１Ｃによれば、第１および第２実施形態に係る直流電源装置１１Ａ，１１Ｂと同様に、４パルス〜４０パルスの範囲内において、電源周波数ｆが５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのいずれであっても、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現することができる。
【００７７】
［第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃの適用例］
次に、第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置を搭載した空気調和機５１について、図６〜図８を参照して説明する。図６は、本発明の第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置を搭載した空気調和機５１の概略構成図である。図７は、同空気調和機５１の室外機５５の内部構造を表す斜視図である。図８は、同室外機５５の天板を外した状態を表す平面図である。
【００７８】
第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置１１（１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃのいずれか）を搭載した空気調和機５１は、図６に示すように、室内機５３と室外機５５との間を、接続配管５７を介して接続して構成されている。
【００７９】
室内機５３は、図６に示すように、筐体５９に対し、不図示の室内熱交換器、室内送風機、露受皿などを取付けて、これらを化粧枠６１で覆い、化粧枠６１の前側に前面パネル６３を取付けて構成されている。化粧枠６１には、室内空気を吸い込む空気吸込み口６５と、温湿度が調和された空気を室内へ吹き出す空気吸込み口６７とが、上下にそれぞれ設けられている。
【００８０】
室内機５３は、図示しない電装品ボックスに制御基板を備え、この制御基板にマイコンが設けられる。マイコンは、図示しない室内温度センサ、室内湿度センサなどの各種のセンサからの信号を受け、リモコン６９からの操作信号を受光部７１で受けると共に、室内送風機などを制御し、かつ、室外機５５との通信を司るなど、室内機５３を統括して制御する。
【００８１】
室外機５５は、ベース部７３に対し、図７に示す室外熱交換器７９、圧縮機８５、室外送風機（不図示）を搭載し、これらを外筐７５で覆い、配管接続バルブ７７に室内機５３からの接続配管５７を接続して構成されている。
【００８２】
室外機５５の外筐７５は、図６に示すように、前面板７５ａ、側面板７５ｂ、および、天板７５ｃからなる。室外機５５には、室外熱交換器７９（図７参照）に対向する外面側に、室外空気の吸込み部が、室外ファン８１（図７参照）に対向する前面板７５ａ（図６参照）の側に、空気の流通を許すファングリル８３（図６および図８参照）が、それぞれ設けられている。
【００８３】
室外ファン８１は、図７および図８に示すように、室外熱交換器７９が上流側に、ファングリル８３が下流側に位置する空気の流れをつくりだすように回転駆動される。これにより、室外ファン８１は、室外空気を室外熱交換器７９へと強制的に導くように動作する。
【００８４】
室外熱交換器７９は、図７および図８に示すように、室外機５５の側面から背面にかけて略Ｌ字状に配設されている。これにより、空気との接触面積を大きく確保し、熱交換能力を高めている。室外ファン８１も、できるだけ大口径のものが使用される。室外ファン８１と圧縮機８５との間には、仕切板８７が設けられている。この仕切板８７は、送風機室８９と機械室９１との間を仕切っている。
【００８５】
送風機室８９には、室外熱交換器７９、および、室外ファン８１がそれぞれ設けられている。機械室９１には、圧縮機８５、アキュムレータ９３、冷媒送り管（不図示）などがそれぞれ設けられている。
【００８６】
第１〜第３実施形態に係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃのいずれか、圧縮機８５の電動機２３を駆動する三相インバータ回路２１、送風モータ９５などの各種電装品９７は、図７に示すように、電装箱９８内に収容した状態で蓋９９をかぶせて収納されている。これにより、各種電装品９７のメンテナンス性を担保している。
【００８７】
このように構成された空気調和機５１を運転する場合、利用者はリモコン６９を操作することによって、冷房、除湿、暖房のうちいずれかの空気調和モードを選択的に設定する。例えば、空気調和モードとして、冷房の自動運転を選択的に設定した場合、これを受けてマイコンは、温度センサや湿度センサなどの各種センサからの情報に基づく冷房自動運転を行わせる制御指令を行う。
【００８８】
マイコンからの制御指令を受けた室外機５５の制御部（不図示）は、制御指令に従って室内送風機を駆動し、空気吸込み口６５から室内熱交換器へと室内空気を流通させる。また、室外機５５の制御部は、室内機５３のマイコンからの制御指令に従って、圧縮機８５、送風モータ、制御弁などを制御し、圧縮機８５からの冷媒を冷凍サイクルに循環させると共に、室外熱交換器７９へと室外空気を流通させるように動作する。
【００８９】
以上説明したように、第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃの適用例では、回転速度制御型の圧縮機８５を搭載した空気調和機５１において、第１〜第３実施形態に係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃのいずれかを、圧縮機８５を回転駆動する電動機２３の電源として用いる構成を採用することとした。
【００９０】
こうした構成を採用した場合、空気調和機５１は、運転開始直後では、高能力で室内を空気調和して使用者の快適性への要求に素早く対応し、設定温度付近まで空気調和が進んだ段階では、空調運転が断続すると利用者に不快感を与えるため、低能力での連続運転に切り換えることが求められている。このため、空気調和機５１では、圧縮機８５の回転速度を可変にして、高能力から低能力までの広範な負荷変動に対処可能なことが強く求められている。
【００９１】
この点に関し、第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃを、空気調和機５１に適用した場合、運転開始直後では、高能力で室内を空気調和して使用者の快適性への要求に素早く対応し、設定温度付近まで空気調和が進んだ段階では、圧縮機８５の回転速度が低い、低能力での連続運転へと円滑に切り換えることができる。
【００９２】
具体的には、運転開始直後などの高負荷時では、スイッチング部１９の短絡回数を増やす。この場合、高能力（圧縮機８５の電動機２３が誘起電圧に打勝って高速回転する）を発揮できるように、直流出力電圧Ｖｓを昇圧して、圧縮機８５を駆動する。これと同時に、高力率を確保し、空気調和機５１を接続したブレーカ、または、コンセントの容量を目いっぱいに活用して空気調和機５１の能力を最大限に発揮させ、室内を素早く快適温度にすることができる。
【００９３】
なお、一般に、空気調和機５１では、設定温度付近での運転時間が長くなる。このため、スイッチング損失が小さい、効率の良い運転が長く続いて、全体としての消費電力量を抑制することができる。その結果、安価で、電源高調波電流規制を満足し、電源容量を最大限に活用した高能力で、効率の良い空気調和機５１を提供することができる。
【００９４】
［その他の実施形態］
以上説明した複数の実施形態は、本発明の具現化例を示したものである。従って、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されることがあってはならない。本発明はその要旨またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形態で実施することができるからである。
【００９５】
例えば、第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃの適用例として、回転速度制御型の圧縮機８５を搭載した空気調和機５１を例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃは、直流電源装置を用いた広範な電子機器に適用することができる。
【符号の説明】
【００９６】
１１Ａ 第１実施形態に係る直流電源装置
１１Ｂ 第２実施形態に係る直流電源装置
１１Ｃ 第３実施形態に係る直流電源装置
１３ 交流電源
１５ リアクタ
１７ａ，１７ｂ 第１および第２の全波整流回路（整流回路）
１９ スイッチング部
２１ 三相インバータ回路（負荷）
２３ 電動機（負荷）
２５ 入力電圧取得部
２６ 入力電圧推定部（入力電圧取得部）
２７ 入力電流取得部
２７ａ 電流センサ（入力電流取得部）
２９ ゼロクロス検出部
３１ 直流出力電圧取得部
３３ 制御回路
３５ コンバータ制御部
３７ インダクタンス記憶部
３８ インダクタンス推定部
３９ 短絡タイミング記憶部
４１ 周波数算出部
４３ スイッチング制御部
４５ インバータ制御部
４７ ＰＷＭ出力部
４９ インバータドライバ
５１ 空気調和機
５３ 室内機
５５ 室外機
５７ 接続配管
８５ 圧縮機
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ 第１〜第４の整流ダイオード
Ｄ５〜Ｄ８ 第５〜第８の整流ダイオード
Ｎｄ１〜Ｎｄ４ 第１〜第４の接続点
ＰＬ 正の直流母線
ＮＬ 負の直流母線
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する直流電源装置およびこれを用いた空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、家庭用の空気調和機には、地球環境保全の要請から、省資源、省エネルギーを強く求められるようになってきた。加えて、電子制御機器の急増に伴い、電源の品質に悪影響を与える高調波電流の規制に適合する製品が求められている。
【０００３】
こうした要求を満たすために、特許文献１に係る電力供給装置が知られている。特許文献１に係る電力供給装置は、交流電源にその一端が接続されたリアクトルと、リアクトルを介して交流電源を短絡／開放する双方向通電性の短絡素子とを設けてなり、負荷量に応じて、短絡素子を、短絡動作を行わない力率改善無しモード、短絡動作を電源電圧半周期に１回もしくは複数回行う部分スイッチングモード、または、短絡動作を電流フィードバック制御にて高周波で行う高周波スイッチングモードのいずれかのモードによって制御する。
【０００４】
特許文献１に係る電力供給装置によれば、部分スイッチングモードにおいて、短絡素子の短絡開始時間（タイミング）、短絡時間幅、および短絡回数を制御することで、リアクトルに蓄積するエネルギーを制御することができる（特許文献１の段落番号００３７の記載事項参照）結果として、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を実現することができるという。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００３−１５３５４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に係る電力供給装置では、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現するために、短絡素子の短絡時間幅を、いかにして制御するのかに関する具体的な記載はない。したがって、特許文献１に係る電力供給装置は、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現するための具体的な記載がない点で改良の余地があった。
【０００７】
本発明は、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現することができるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る直流電源装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路に接続されたリアクタと、前記交流電源を前記リアクタを介して短絡するスイッチング部と、前記交流電源からの電流を取得する入力電流取得部と、前記交流電源の電圧を取得する入力電圧取得部と、前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、前記交流電源の周波数を算出する周波数算出部と、前記整流回路の直流出力電圧を取得する直流出力電圧取得部と、前記スイッチング部の短絡タイミングを記憶する短絡タイミング記憶部と、前記ゼロクロス検出部で検出されたゼロクロス点に同期させて前記スイッチング部を短絡または開放させる制御を行うスイッチング制御部と、を備え、前記スイッチング制御部は、前記短絡タイミング記憶部に記憶された短絡タイミング、前記直流出力電圧取得部で取得された前記直流出力電圧、前記入力電圧取得部で取得された前記交流電源の電圧、および、前記入力電流取得部で取得された前記交流電源からの電流の情報に基づいて、前記スイッチング部の短絡時間幅を決定する、ことを最も主要な特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１実施形態に係る直流電源装置の回路構成を表すブロック図である。
【図２Ａ】電源周波数５０ＨｚでのパルスデューティＤおよび入力電流理論波形を表す図である。
【図２Ｂ】電源周波数５０Ｈｚでのシミュレーションによる入力電流波形を表す図である。
【図３Ａ】電源周波数６０ＨｚでのパルスデューティＤおよび入力電流理論波形を表す図である。
【図３Ｂ】電源周波数６０Ｈｚでのシミュレーションによる入力電流波形を表す図である。
【図４】本発明の第２実施形態に係る直流電源装置の回路構成を表すブロック図である。
【図５】本発明の第３実施形態に係る直流電源装置の回路構成を表すブロック図である。
【図６】本発明の第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置を搭載した空気調和機の概略構成図である。
【図７】同空気調和機の室外機の内部構造を表す斜視図である。
【図８】同室外機の天板を外した状態を表す平面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の複数の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
［第１実施形態］
（第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの全体構成）
はじめに、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの全体構成について、図１を参照して説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの回路構成を表すブロック図である。本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａについて、本発明の“負荷”として、電動機２３を駆動する三相インバータ回路２１を例示して説明する。
【００１２】
本発明の第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａは、図１に示すように、交流電源１３と、リアクタ１５と、本発明の“整流回路”に相当する第１および第２の全波整流回路１７ａ，１７ｂと、スイッチング部１９と、平滑コンデンサＣ１と、入力電圧取得部２５と、入力電流取得部２７と、ゼロクロス検出部２９と、直流出力電圧取得部３１と、制御回路３３と、を備えて構成されている。
【００１３】
交流電源１３は、例えば単相交流電源である。ただし、交流電源１３として三相交流電源を採用してもよい。交流電源１３の一側配線Ｌ１には、リアクタ１５が接続されている。リアクタ１５は、交流電源１３の力率を改善する役割を果たす。
【００１４】
第１の全波整流回路１７ａは、図１に示すように、相互にブリッジ接続された第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。第１の全波整流回路１７ａは、これら第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を用いて交流電源１３の交流電圧波形を全波整流する機能を有する。
【００１５】
第１〜第４の整流ダイオードＤ１〜Ｄ４は、図１に示すように、アノード側が正の直流母線ＰＬに、カソード側が負の直流母線ＮＬに、それぞれ接続されている。第１および第２の整流ダイオードＤ１，Ｄ２の間に位置する第１の接続点Ｎｄ１と、第３および第４の整流ダイオードＤ３，Ｄ４の間に位置する第２の接続点Ｎｄ２との間には、交流電源１３が、リアクタ１５および電流センサ２７ａを介して接続されている。
【００１６】
第２の全波整流回路１７ｂは、第１の全波整流回路１７ａと同様の構成を備える。すなわち、第２の全波整流回路１７ｂは、図１に示すように、相互にブリッジ接続された第５〜第８の整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を有する。第２の全波整流回路１７ｂは、これら第５〜第８の整流ダイオードＤ５〜Ｄ８を用いて交流電源１３の交流電圧波形を全波整流する機能を有する。
【００１７】
第５および第６の整流ダイオードＤ５，Ｄ６の間に位置する第３の接続点Ｎｄ３と、第７および第８の整流ダイオードＤ７，Ｄ８の間に位置する第４の接続点Ｎｄ４との間には、交流電源１３が、リアクタ１５および電流センサ２７ａを介して接続されている。
【００１８】
半導体スイッチング素子からなるスイッチング部１９は、第５〜第８の整流ダイオードＤ５〜Ｄ８におけるアノード側およびカソード側の間に接続されている。半導体スイッチング素子としては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulate Gate Bipola Transisitor）構造のものや、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）構造のものなどを適宜用いればよい。スイッチング部１９は、交流電源１３を、リアクタ１５を介して短絡する機能を有する。
【００１９】
スイッチング部１９は、後記する制御回路３３に含まれるスイッチング制御部４３の駆動制御信号に従って、短絡に係るタイミング、継続時間、および、回数が制御されるように構成されている。
【００２０】
平滑コンデンサＣ１は、第１の全波整流回路１７ａで全波整流された直流電圧を平滑化する機能を有する。一対の端子を有する平滑コンデンサＣ１は、図１に示すように、一方の端子が正の直流母線ＰＬに、他方の端子が負の直流母線ＮＬに、それぞれ接続されている。平滑コンデンサＣ１の両端子間に、三相インバータ回路２１を介して電動機２３を駆動するための直流電力が生じるようになっている。
【００２１】
第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａに対する負荷である三相インバータ回路２１は、第１の全波整流回路１７ａで整流され平滑コンデンサＣ１で平滑化された直流電力を、ｕ相・ｖ相・ｗ相の擬似的な三相交流電力に変換し、変換後の擬似的な三相交流電力を電動機２３に供給する機能を有する。
【００２２】
入力電圧取得部２５は、交流電源１３の端子間電圧を取得する機能を有する。入力電流取得部２７は、交流電源１３から供給される電流の大きさを取得する機能を有する。ゼロクロス検出部２９は、交流電源１３の交流電圧波形のうちゼロクロス点（交流電圧波形がゼロ電位の時間軸上を通過する地点の時間情報）を取得する機能を有する。直流出力電圧取得部３１は、第１の全波整流回路１７ａの出力である直流電圧を取得する機能を有する。これら各取得部２５，２７，３１における取得値、および、ゼロクロス検出部２９の検出値は、制御回路３３へと送られるように構成されている。
【００２３】
制御回路３３は、前記した各取得部２５，２７，３１における取得値、および、ゼロクロス検出部２９の検出値に基づいて、スイッチング部１９の短絡に係るタイミング、継続時間、および、回数を制御する機能を有する。かかる機能を実現するために、制御回路３３は、コンバータ制御部３５と、インダクタンス記憶部３７と、短絡タイミング記憶部３９と、周波数算出部４１と、スイッチング制御部４３と、インバータ制御部４５と、ＰＷＭ出力部４７と、を備えて構成されている。
【００２４】
コンバータ制御部３５は、交流電源１３の交流電力を直流電力に変換する機能を統括的に司る役割を果たす。
【００２５】
インダクタンス記憶部３７は、リアクタ１５のインダクタンス値を記憶する機能を有する。インダクタンス記憶部３７に記憶されたリアクタ１５のインダクタンス値は、スイッチング部１９の短絡に係る継続時間を決定する際に参照される。
なお、インダクタンス記憶部３７の記憶内容は、例えば、リアクタ１５のインダクタンス値が変わった場合に、その変更に併せて更新可能に構成されている。
【００２６】
短絡タイミング記憶部３９は、スイッチング部１９の短絡タイミング（短絡開始時刻）を記憶する機能を有する。短絡タイミング記憶部３９に記憶されるスイッチング部１９の短絡タイミングは、後記する電源電圧半周期の期間内において、そこに含まれる短絡タイミング同士の高調波成分が相互に重ならないようにずらしてあることが好ましい。高調波電流を抑制することができるからである。
なお、短絡タイミング記憶部３９の記憶内容は、例えば、スイッチング部１９の短絡に係るタイミングを調整する必要が生じた場合に、その要求に従って更新可能に構成されている。
【００２７】
周波数算出部４１は、ゼロクロス検出部２９のゼロクロス取得値に基づいて、交流電源１３の周波数を算出する機能を有する。具体的には、周波数算出部４１は、ゼロクロス信号の間隔を求め、求めた間隔が例えば９ｍｓよりも長ければ５０Ｈｚであり、９ｍｓよりも短ければ６０Ｈｚであるといったように、交流電源１３の周波数を算出する。
【００２８】
スイッチング制御部４３は、インダクタンス記憶部３７に記憶されたリアクタ１５のインダクタンス値に係る情報、短絡タイミング記憶部３９に記憶された短絡タイミングに係る情報、並びに、入力電圧取得部２５で取得された入力電圧、入力電流取得部２７で取得された入力電流、および、直流出力電圧取得部３１で取得された出力電圧の情報に基づいて、スイッチング部１９の短絡に係る継続時間を演算すると共に、この演算結果に従って、スイッチング部１９の開放または短絡動作を制御する機能を有する。
【００２９】
インバータ制御部４５は、第１の全波整流回路１７ａで整流され平滑コンデンサＣ１で平滑化された直流電力を、ｕ相・ｖ相・ｗ相の擬似的な三相交流電力に変換する機能を統括的に司る役割を果たす。
【００３０】
ＰＷＭ出力部４７は、電動機２３の駆動を制御するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力し、こうして出力したＰＷＭ信号を、インバータドライバ４９を介して三相インバータ回路２１に供給する機能を有する。
【００３１】
制御回路３３は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）などを備えたマイクロコンピュータ（以下“マイコン”という。）により構成される。このマイコンは、ＲＯＭに記憶されているプログラムを読み出して実行し、制御回路３３に内包されるスイッチング制御部４３などの各種機能部の実行制御を行うように機能する。
【００３２】
（第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの動作）
次に、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの動作について説明する。
【００３３】
第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの動作説明に先立って、高調波電流の指標とした高調波の余裕度について説明する。電源周波数のｎ次の高調波電流の限度値は、ＪＩＳ Ｃ６１０００−３−２「電磁両立性−第３-２部：限度値−高調波電流発生限度値」に規定されている。この限度値Ｉｓｎに対して高調波電流をＩｎとしたとき、ｎ次の余裕度を（１−Ｉｎ／Ｉｓｎ）と定義する。
【００３４】
この定義から明らかなように、ｎ次の余裕度が０より小さい場合、限度値Ｉｓｎ以上のｎ次の高調波電流が流れていることになり、規定不適合となる。一方、ｎ次の余裕度が０より大きい場合、限度値以下のｎ次の高調波電流が流れていることになり、規定適合となる。ｎ次の余裕度が１に近い場合、ｎ次の高調波電流は０に近づく。これは、電源に悪影響を与えるｎ次の高調波電流がほとんどなく、非常に良好な状態である。前記したｎ次の余裕度を２次から４０次まで求め、最も小さいものを高調波の余裕度として定義する。
【００３５】
直流電源装置１１Ａは、図１に示すように、交流電源１３の交流電圧を第１の全波整流回路１７ａで整流し、平滑コンデンサＣ１で平滑化して直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を、負荷としての三相インバータ回路２１および電動機２３に供給する。
【００３６】
直流電源装置１１Ａにおける直流電圧の供給源は、平滑コンデンサＣ１に蓄えられた電荷である。このため、交流電源１３の交流電圧が、平滑コンデンサＣ１の両端に現れる直流電圧を超えた場合に、負荷へと電流は流れる。その結果、通電区間が短く、電流波形は鋭くとがって力率が悪くなってしまう。そこで、力率改善を狙ってリアクタ１５を設ける。すると、電流波形の波高値が低くなり、通電区間は後ろに伸びる。その結果、力率は改善される。
【００３７】
さらに、ゼロクロス検出部２９で検出されたゼロクロス点に同期させてスイッチング部１９を短絡または開放させる制御を行うスイッチング制御部４３を設け、このスイッチング制御部４３によって、交流電源１３のゼロクロス点を基準とした適宜の時期に適宜の時間幅だけスイッチング部１９を短絡させ、力率の改善を図ることが行われている。
【００３８】
これは、力率の改善がなされると、交流電源１３の供給者における設備負担の軽減に寄与することに加えて、直流電源装置１１Ａが接続されるブレーカ、または、コンセントの容量を上限まで活用して直流電源装置１１Ａの能力を最大限に発揮させて、利用者のコストパフォーマンスを実質的に向上することができるためである。
【００３９】
しかし、闇雲に短絡しさえすればよいわけではない。短絡の仕方や負荷の状況によっては、高調波電流が却って増加する事態も起こりえる。
【００４０】
この点、本発明者らの研究によると、力率の向上および高調波電流の減少を図りながら、直流電圧を√２＊Ｖｓ（交流入力電圧の実効値）を超えた値に上昇させるには、スイッチング部１９を電源電圧半周期の期間内に４回以上短絡させる必要があることがわかった。そうすると、かかる短絡回数の制約条件を踏まえて、短絡タイミング（短絡開始時刻）および短絡時間幅を決定することが求められる。
【００４１】
しかし、短絡タイミング（短絡開始時刻）および短絡時間幅を、いかなる考え方に基づいて決定するかは、非常に難しい問題であった。
【００４２】
そこで、本発明では、短絡タイミングをパルス毎に決め、そのデューティＤを計算することで短絡時間幅を決定する構成を採用することとした。
ここで、パルス毎の短絡タイミング（短絡開始時刻；電源電圧半周期のゼロクロス（始点）を原点として短絡が開始されるまでの時間軸上の時刻情報）をｔｄ、短絡時間幅（パルスのオン時間）をｔon、短絡終了から次パルスの短絡タイミングまでの時間幅（パルスのオフ時間）をｔoffとそれぞれ定義する。
【００４３】
（デューティＤの算出方法）
次にデューティＤの算出方法について説明する。
まず、入力電流をｉｓ、交流入力電圧をｖｓ、リアクタ１５のインダクタンス値をＬ、直流出力電圧をＶｄとする。すると、スイッチング部１９を短絡（オン）したときの入力電流の微分ｉon’は、（式１）のように表わすことができる。また、スイッチング部１９をオフしたときの入力電流の微分ｉoff’は、（式２）のように表わすことができる。
ｉon’＝ｄｉｓ／ｄｔ＝ｖｓ／Ｌ ・・・（式１）
ｉoff’＝ｄｉｓ／ｄｔ＝（ｖｓ−Ｖｄ）／Ｌ ・・・（式２）
【００４４】
スイッチング部１９を短絡（オン）する時間幅をｔon、開放（オフ）する時間幅をｔoffとした場合、そのデューティＤは、（式３）のように表わすことができる。
Ｄ＝ｔon／（ｔon＋ｔoff） ・・・（式３）
【００４５】
スイッチング部１９を短絡（オン）したときの入力電流の微分ｉon’と、スイッチング部１９を開放（オフ）したときの入力電流の微分ｉoff’のデューティＤを加味した値が、入力電流の微分ｉｓ’に等しくなると仮定すると、（式４）が成り立つ。この（式４）からデューティＤを求めると、（式５）が成り立つ。
ｉｓ’＝Ｄ・ｉon’＋（１−Ｄ）・ｉoff’ ・・・（式４）
Ｄ＝（ｉｓ’−ｉoff’）／（ｉon’−ｉoff’） ・・・（式５）
【００４６】
交流入力電圧ｖｓが与えられれば、（式１）、（式２）を用いて、ｉon’およびｉoff’を求めることができる。
ここで、交流入力電圧ｖｓは、周波数算出部４１より取得した電源周波数ｆと、入力電圧取得部２５より取得した交流電圧実効値Ｖｓとを用いて、（式６）のように表わすことができる。
ｖｓ＝√２・Ｖｓ・ｓｉｎ（２πｆｔ） ・・・（式６）
【００４７】
また、瞬時入力電流ｉｓは、入力電流取得部２７より取得した入力電流実効値Ｉｓを用いて、（式７）のように表わすことができる。その微分をとると（式８）となる。
ｉｓ ＝√２・Ｉｓ・ｓｉｎ（２πｆｔ） ・・・（式７）
ｉｓ’＝２√２・πｆ・Ｉｓ・ｃｏｓ（２πｆｔ） ・・（式８）
【００４８】
したがって、（式１）、（式２）、（式８）の解を（式５）に代入することによって入力電流ｉｓを正弦波に近づけるためのデューティＤを計算により求めることができる。
【００４９】
なお、あらかじめ電源電圧半周期を短絡回数で分割しておき、分割した細切れの時間幅にデューティＤを乗算して短絡（オン）時間幅ｔonを決定すれば、力率が高い入力電流ｉｓとすることができる。
【００５０】
（分割の仕方と、短絡（オン）時間幅ｔon，開放（オフ）時間幅ｔoffの決め方について）
次に、電源電圧半周期において短絡動作を８回行う場合を例示して、短絡（オン）時間幅ｔonの決め方について説明する。
【００５１】
ｎパルス目に係る短絡タイミングｔｄをｔｄ（ｎ）、ｎパルス目に係る短絡時間幅（パルスのオン時間）をｔon（ｎ）、ｎパルス目に係る短絡終了から次パルスの短絡タイミングまでの時間幅（パルスのオフ時間）をｔoff（ｎ）とする。
なお、ｔｄ（１）については、力率の向上、高調波電流の抑制を考慮し、これらが適切な値をとるような調整を要する。ここでは、ｔｄ（１）＝０．５ｍｓとする。
【００５２】
例えば、電源周波数ｆが５０Ｈｚの場合、１パルス目のｔon（１）＋ｔoff（１）については、ｉｓを理論正弦波に近づけるために電流を大きく流す必要があるため、２ｍｓと長めに設定する。その後の２〜７パルス目のｔon（ｎ）＋ｔoff（ｎ）については、共通の値（０．８ｍｓ）を設定する。
【００５３】
すると、ゼロクロスから短絡開始までの時間ｔｄ（ｎ）（単位；ｍｓ）の集合は、（式９）のように表すことができる。ただし、ｎ＝１〜８である。
（ｔｄ（１），ｔｄ（２），ｔｄ（３），ｔｄ（４），ｔｄ（５），ｔｄ（６），ｔｄ（７），ｔｄ（８））
＝（０．５，２．５，３．３，４．１，４．９，５．７，６．５，７．３） ・・・（式９）
【００５４】
仮に、負荷に流れる電流を１４Ａとし、目標直流出力電圧を３００Ｖとした場合、デューティＤについては、（式５）を用いて図２Ａのように表すことができる。図２Ａは、電源周波数５０ＨｚでのパルスデューティＤおよび入力電流理論波形を表す図である。
【００５５】
また、ｔon（ｎ）＋ｔoff（ｎ）の中心値にデューティＤを乗算すれば、ｎパルス目に係る短絡時間幅ｔon（ｎ）を計算により求めることができる。こうして求めたｔon（ｎ）を用いて電源周波数５０Ｈｚでシミュレーションを行ったときの、入力電流波形と直流出力電圧波形を図２Ｂに示す。
【００５６】
図２Ｂに示す例では、力率は９８．１％とじゅうぶんに高く、高調波余裕度は１１％であった。この高調波余裕度を評価すると、次のように考えられる。すなわち、高調波余裕度が１１％であった次数は２５次である。２１次以降の次数については、部分奇数次高調波電流で１００％以下であれば、適用限度値の１５０％以下を充足する。ここで、部分奇数次高調波電流の余裕度は４９．３％である。したがって、２５次については適用限度値の１５０％以下であることを考慮すると、高調波余裕度は６１％となり、高調波余裕度としてはじゅうぶんに大きいことがわかる。
【００５７】
第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａの制御方式は、従来のコンバータ制御と組み合わせて直流出力電圧が√２Ｖｓ以上必要となった場合に用いて特に有効である。
【００５８】
一方、電源周波数ｆが６０Ｈｚの場合、ゼロクロスから短絡開始までの時間ｔｄ（ｎ）（単位；ｍｓ）の集合は、（式９）の５／６とすればよい。これを（式１０）に表す。
（ｔｄ（１），ｔｄ（２），ｔｄ（３），ｔｄ（４），ｔｄ（５），ｔｄ（６），ｔｄ（７），ｔｄ（８））＝（０．４２，２．０８，２．７５，３．４２，４．０８，４．７５，５．４１，６．０８） ・・・（式１０）
【００５９】
仮に、負荷に流れる電流を１４Ａとし、目標直流出力電圧を３００Ｖとした場合、デューティＤについては、（式５）を用いて図３Ａのように表すことができる。図３Ａは、電源周波数６０ＨｚでのパルスデューティＤおよび入力電流理論波形を表す図である。
【００６０】
また、ｔon（ｎ）＋ｔoff（ｎ）の中心値にデューティＤを乗算すれば、ｎパルス目に係る短絡時間幅ｔon（ｎ）を計算により求めることができる。こうして求めたｔon（ｎ）を用いて電源周波数６０Ｈｚでシミュレーションを行ったときの、入力電流波形と直流出力電圧波形を図３Ｂに示す。
【００６１】
図３Ｂに示す例では、力率は９７．７％とじゅうぶんに高く、高調波余裕度は４３％であった。ただし、直流出力電圧Ｖｄは３１４Ｖとなり、入力電流実効値Ｉｓも１４．８９Ａと、（式５）を用いて計算により求めたデューティＤよりも増えてしまった。こうした誤差は、直流出力電圧Ｖｄと入力電流実効値Ｉｓは増えたがパルス数は少ないこと、および、（式５）では直流出力電圧Ｖｄを一定としていることなどに起因するものと考えられる。
【００６２】
こうした誤差を除くために、いくつかの対策をとることができる。第１の対策は、直流出力電圧Ｖｄの値をフィードバックして、（式５）を用いて計算されるデューティＤにある係数をかけることである。第２の対策は、直流出力電圧Ｖｄの値をフィードバックして、（式５）に用いる電圧を変更することである。第３の対策は、直流出力電圧Ｖｄの値をフィードバックして、（式５）に用いるリアクタ１５のインダクタンス値Ｌを変更することである。
【００６３】
以上のように、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａによれば、４パルス〜４０パルスの範囲内において、電源周波数ｆが５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのいずれであっても、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現することができる。
【００６４】
［第２実施形態］
次に、第２実施形態に係る直流電源装置１１Ｂの全体構成について、図４を参照して説明する。図４は、本発明の第２実施形態に係る直流電源装置１１Ｂの回路構成を表すブロック図である。
なお、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａと、第２実施形態に係る直流電源装置１１Ｂとは、ほとんどの構成要素が共通している。そのため、その機能が共通する部材間には原則として共通の符号を付し、その重複した説明を省略して、両者の相違点に注目して説明を進める。
【００６５】
第１実施形態と第２実施形態との相違点は、リアクタ１５のインダクタンス値Ｌの取得経路が異なる点である。すなわち、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａでは、図１に示すように、インダクタンス記憶部３７を備え、コンバータ制御部３５は、インダクタンス記憶部３７を介してリアクタ１５のインダクタンス値Ｌを取得する構成を採用している。
【００６６】
これに対し、第２実施形態に係る直流電源装置１１Ｂでは、図４に示すように、インダクタンス推定部３８を備え、コンバータ制御部３５は、インダクタンス推定部３８を介してリアクタ１５のインダクタンス値Ｌを取得する構成を採用している。
【００６７】
インダクタンス推定部３８は、入力電流取得部２５で取得された交流電源１３の入力電圧実効値Ｖｓ、入力電流取得部２７で取得された交流電源１３からの入力電流実効値Ｉｓ、直流出力電圧取得部３１で取得された直流出力電圧Ｖｄ、および、周波数算出部４１で算出された交流電源の周波数ｆを含む各情報に基づいて、リアクタ１５のインダクタンス値Ｌを推定する。
【００６８】
具体的には、スイッチング部１９を短絡させない状態を維持して、負荷（三相インバータ回路２１および電動機２３）に与える直流電力の大きさを、そのときに流れる入力電流ｉｓが１〜２Ａ程度となるように調整する。この調整は、三相インバータ回路２１に与えるＰＷＭ信号を調整することによって遂行することができる。このとき、リアクタ１５のインダクタンス値Ｌは、（式１１）のように推定することができる。
Ｌ＝（Ｖｓ−Ｖｄ／√２）／（２ｆ・Ｉｓ） ・・・（式１１）
【００６９】
要するに、インダクタンス推定部３８は、負荷（三相インバータ回路２１および電動機２３）の駆動に先立って、（式１１）の計算式を用いて、リアクタ１５のインダクタンス値Ｌを推定すればよい。この推定値は、力率、直流抵抗分、第１の全波整流回路１７ａの順方向電圧などが加味されていないため、誤差を含む。しかし、生じた誤差は、第１実施形態において直流出力電圧Ｖｄの誤差への対策で説明したように、コンバータ制御を開始したあと、直流出力電圧Ｖｄの値をフィードバックすることによって軽減することができる。
【００７０】
第２実施形態に係る直流電源装置１１Ｂによれば、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａと同様に、４パルス〜４０パルスの範囲内において、電源周波数ｆが５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのいずれであっても、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現することができる。
【００７１】
［第３実施形態］
次に、第３実施形態に係る直流電源装置１１Ｃの全体構成について、図５を参照して説明する。図５は、本発明の第３実施形態に係る直流電源装置１１Ｃの回路構成を表すブロック図である。
なお、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａと、第３実施形態に係る直流電源装置１１Ｃとは、ほとんどの構成要素が共通している。そのため、その機能が共通する部材間には原則として共通の符号を付し、その重複した説明を省略して、両者の相違点に注目して説明を進める。
【００７２】
第１実施形態と第３実施形態との相違点は、交流電源１３の入力電圧実効値Ｖｓの取得経路が異なる点である。すなわち、第１実施形態に係る直流電源装置１１Ａでは、図１に示すように、入力電圧取得部２５を備え、コンバータ制御部３５は、入力電圧取得部２５を介して交流電源１３の入力電圧ｖｓを取得する構成を採用している。
【００７３】
これに対し、第３実施形態に係る直流電源装置１１Ｃでは、図５に示すように、本発明の入力電圧取得部および入力電圧推定部の両者に相当する入力電圧推定部２６を備え、コンバータ制御部３５は、入力電圧推定部２６を介して交流電源１３の入力電圧ｖｓを取得する構成を採用している。
【００７４】
入力電圧推定部２６は、負荷（三相インバータ回路２１および電動機２３）の駆動前に直流出力電圧取得部３１で取得された直流出力電圧Ｖｄの情報に基づいて交流電源１３の入力電圧実効値Ｖｓを推定する。交流電源１３の入力電圧実効値Ｖｓは、（式１２）のように推定することができる。
Ｖｓ＝Ｖｄ／√２ ・・・（式１２）
【００７５】
この推定値は、第１の全波整流回路１７ａの順方向電圧などが加味されていないため、誤差を含む。しかし、生じた誤差は、第１実施形態において直流出力電圧Ｖｄの誤差への対策で説明したように、コンバータ制御を開始したあと、直流出力電圧Ｖｄの値をフィードバックすることによって軽減することができる。
【００７６】
第３実施形態に係る直流電源装置１１Ｃによれば、第１および第２実施形態に係る直流電源装置１１Ａ，１１Ｂと同様に、４パルス〜４０パルスの範囲内において、電源周波数ｆが５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのいずれであっても、効率向上、力率改善、および、高周波問題の解消を高い水準で実現することができる。
【００７７】
［第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃの適用例］
次に、第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置を搭載した空気調和機５１について、図６〜図８を参照して説明する。図６は、本発明の第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置を搭載した空気調和機５１の概略構成図である。図７は、同空気調和機５１の室外機５５の内部構造を表す斜視図である。図８は、同室外機５５の天板を外した状態を表す平面図である。
【００７８】
第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置１１（１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃのいずれか）を搭載した空気調和機５１は、図６に示すように、室内機５３と室外機５５との間を、接続配管５７を介して接続して構成されている。
【００７９】
室内機５３は、図６に示すように、筐体５９に対し、不図示の室内熱交換器、室内送風機、露受皿などを取付けて、これらを化粧枠６１で覆い、化粧枠６１の前側に前面パネル６３を取付けて構成されている。化粧枠６１には、室内空気を吸い込む空気吸込み口６５と、温湿度が調和された空気を室内へ吹き出す空気吸込み口６７とが、上下にそれぞれ設けられている。
【００８０】
室内機５３は、図示しない電装品ボックスに制御基板を備え、この制御基板にマイコンが設けられる。マイコンは、図示しない室内温度センサ、室内湿度センサなどの各種のセンサからの信号を受け、リモコン６９からの操作信号を受光部７１で受けると共に、室内送風機などを制御し、かつ、室外機５５との通信を司るなど、室内機５３を統括して制御する。
【００８１】
室外機５５は、ベース部７３に対し、図７に示す室外熱交換器７９、圧縮機８５、室外送風機（不図示）を搭載し、これらを外筐７５で覆い、配管接続バルブ７７に室内機５３からの接続配管５７を接続して構成されている。
【００８２】
室外機５５の外筐７５は、図６に示すように、前面板７５ａ、側面板７５ｂ、および、天板７５ｃからなる。室外機５５には、室外熱交換器７９（図７参照）に対向する外面側に、室外空気の吸込み部が、室外ファン８１（図７参照）に対向する前面板７５ａ（図６参照）の側に、空気の流通を許すファングリル８３（図６および図８参照）が、それぞれ設けられている。
【００８３】
室外ファン８１は、図７および図８に示すように、室外熱交換器７９が上流側に、ファングリル８３が下流側に位置する空気の流れをつくりだすように回転駆動される。これにより、室外ファン８１は、室外空気を室外熱交換器７９へと強制的に導くように動作する。
【００８４】
室外熱交換器７９は、図７および図８に示すように、室外機５５の側面から背面にかけて略Ｌ字状に配設されている。これにより、空気との接触面積を大きく確保し、熱交換能力を高めている。室外ファン８１も、できるだけ大口径のものが使用される。室外ファン８１と圧縮機８５との間には、仕切板８７が設けられている。この仕切板８７は、送風機室８９と機械室９１との間を仕切っている。
【００８５】
送風機室８９には、室外熱交換器７９、および、室外ファン８１がそれぞれ設けられている。機械室９１には、圧縮機８５、アキュムレータ９３、冷媒送り管（不図示）などがそれぞれ設けられている。
【００８６】
第１〜第３実施形態に係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃのいずれか、圧縮機８５の電動機２３を駆動する三相インバータ回路２１、送風モータ９５などの各種電装品９７は、図７に示すように、電装箱９８内に収容した状態で蓋９９をかぶせて収納されている。これにより、各種電装品９７のメンテナンス性を担保している。
【００８７】
このように構成された空気調和機５１を運転する場合、利用者はリモコン６９を操作することによって、冷房、除湿、暖房のうちいずれかの空気調和モードを選択的に設定する。例えば、空気調和モードとして、冷房の自動運転を選択的に設定した場合、これを受けてマイコンは、温度センサや湿度センサなどの各種センサからの情報に基づく冷房自動運転を行わせる制御指令を行う。
【００８８】
マイコンからの制御指令を受けた室外機５５の制御部（不図示）は、制御指令に従って室内送風機を駆動し、空気吸込み口６５から室内熱交換器へと室内空気を流通させる。また、室外機５５の制御部は、室内機５３のマイコンからの制御指令に従って、圧縮機８５、送風モータ、制御弁などを制御し、圧縮機８５からの冷媒を冷凍サイクルに循環させると共に、室外熱交換器７９へと室外空気を流通させるように動作する。
【００８９】
以上説明したように、第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃの適用例では、回転速度制御型の圧縮機８５を搭載した空気調和機５１において、第１〜第３実施形態に係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃのいずれかを、圧縮機８５を回転駆動する電動機２３の電源として用いる構成を採用することとした。
【００９０】
こうした構成を採用した場合、空気調和機５１は、運転開始直後では、高能力で室内を空気調和して使用者の快適性への要求に素早く対応し、設定温度付近まで空気調和が進んだ段階では、空調運転が断続すると利用者に不快感を与えるため、低能力での連続運転に切り換えることが求められている。このため、空気調和機５１では、圧縮機８５の回転速度を可変にして、高能力から低能力までの広範な負荷変動に対処可能なことが強く求められている。
【００９１】
この点に関し、第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃを、空気調和機５１に適用した場合、運転開始直後では、高能力で室内を空気調和して使用者の快適性への要求に素早く対応し、設定温度付近まで空気調和が進んだ段階では、圧縮機８５の回転速度が低い、低能力での連続運転へと円滑に切り換えることができる。
【００９２】
具体的には、運転開始直後などの高負荷時では、スイッチング部１９の短絡回数を増やす。この場合、高能力（圧縮機８５の電動機２３が誘起電圧に打勝って高速回転する）を発揮できるように、直流出力電圧Ｖｓを昇圧して、圧縮機８５を駆動する。これと同時に、高力率を確保し、空気調和機５１を接続したブレーカ、または、コンセントの容量を目いっぱいに活用して空気調和機５１の能力を最大限に発揮させ、室内を素早く快適温度にすることができる。
【００９３】
なお、一般に、空気調和機５１では、設定温度付近での運転時間が長くなる。このため、スイッチング損失が小さい、効率の良い運転が長く続いて、全体としての消費電力量を抑制することができる。その結果、安価で、電源高調波電流規制を満足し、電源容量を最大限に活用した高能力で、効率の良い空気調和機５１を提供することができる。
【００９４】
［その他の実施形態］
以上説明した複数の実施形態は、本発明の具現化例を示したものである。従って、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されることがあってはならない。本発明はその要旨またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形態で実施することができるからである。
【００９５】
例えば、第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃの適用例として、回転速度制御型の圧縮機８５を搭載した空気調和機５１を例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。第１〜第３実施形態のいずれかに係る直流電源装置１１Ａ〜１１Ｃは、直流電源装置を用いた広範な電子機器に適用することができる。
【符号の説明】
【００９６】
１１Ａ 第１実施形態に係る直流電源装置
１１Ｂ 第２実施形態に係る直流電源装置
１１Ｃ 第３実施形態に係る直流電源装置
１３ 交流電源
１５ リアクタ
１７ａ，１７ｂ 第１および第２の全波整流回路（整流回路）
１９ スイッチング部
２１ 三相インバータ回路（負荷）
２３ 電動機（負荷）
２５ 入力電圧取得部
２６ 入力電圧推定部（入力電圧取得部）
２７ 入力電流取得部
２７ａ 電流センサ（入力電流取得部）
２９ ゼロクロス検出部
３１ 直流出力電圧取得部
３３ 制御回路
３５ コンバータ制御部
３７ インダクタンス記憶部
３８ インダクタンス推定部
３９ 短絡タイミング記憶部
４１ 周波数算出部
４３ スイッチング制御部
４５ インバータ制御部
４７ ＰＷＭ出力部
４９ インバータドライバ
５１ 空気調和機
５３ 室内機
５５ 室外機
５７ 接続配管
８５ 圧縮機
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ 第１〜第４の整流ダイオード
Ｄ５〜Ｄ８ 第５〜第８の整流ダイオード
Ｎｄ１〜Ｎｄ４ 第１〜第４の接続点
ＰＬ 正の直流母線
ＮＬ 負の直流母線
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
前記整流回路に接続されたリアクタと、
前記交流電源を前記リアクタを介して短絡するスイッチング部と、
前記交流電源からの電流を取得する入力電流取得部と、
前記交流電源の電圧を取得する入力電圧取得部と、
前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、
前記交流電源の周波数を算出する周波数算出部と、
前記整流回路の直流出力電圧を取得する直流出力電圧取得部と、
前記スイッチング部の短絡タイミングを記憶する短絡タイミング記憶部と、
前記ゼロクロス検出部で検出されたゼロクロス点に同期させて前記スイッチング部を短絡または開放させる制御を行うスイッチング制御部と、を備え、
前記スイッチング制御部は、前記短絡タイミング記憶部に記憶された短絡タイミング、前記直流出力電圧取得部で取得された前記直流出力電圧、前記入力電圧取得部で取得された前記交流電源の電圧、および、前記入力電流取得部で取得された前記交流電源からの電流の情報に基づいて、前記スイッチング部の短絡時間幅を決定する、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の直流電源装置であって、
前記整流回路の出力を平滑化し負荷に電力を供給する平滑コンデンサをさらに備え、
前記入力電圧取得部は、前記負荷の駆動前に前記直流出力電圧取得部で取得された前記直流出力電圧の情報に基づいて前記交流電源の電圧を取得する、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の直流電源装置であって、
前記リアクタのインダクタンス値を記憶するインダクタンス記憶部をさらに備え、
前記スイッチング制御部は、前記インダクタンス記憶部に記憶された前記リアクタのインダクタンス値を加味して、前記スイッチング部の短絡時間幅を決定する、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項４】
請求項１または２に記載の直流電源装置であって、
前記リアクタのインダクタンス値を推定するインダクタンス推定部をさらに備え、
前記インダクタンス推定部は、前記入力電流取得部で取得された交流電源の電圧、前記入力電流取得部で取得された交流電源からの電流、前記直流出力電圧取得部で取得された直流出力電圧、および、前記周波数算出部で算出された交流電源の周波数を含む各情報に基づいて、前記リアクタのインダクタンス値を推定し、
前記スイッチング制御部は、前記インダクタンス推定部で推定された前記リアクタのインダクタンス値を加味して、前記スイッチング部の短絡時間幅を決定する、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか一項に記載の直流電源装置であって、
前記スイッチング制御部は、前記スイッチング部を電源電圧半周期の期間内に４回〜４０回短絡させる制御を行う、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項６】
回転速度制御型の圧縮機を搭載した空気調和機において、
請求項１〜５のいずれか一項に記載の直流電源装置を、前記圧縮機を回転駆動する電動機の電源として用いた、
ことを特徴とする空気調和機。
【請求項１】
交流電源からの交流電力を直流電力に変換する整流回路と、
前記整流回路に接続されたリアクタと、
前記交流電源を前記リアクタを介して短絡するスイッチング部と、
前記交流電源からの電流を取得する入力電流取得部と、
前記交流電源の電圧を取得する入力電圧取得部と、
前記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、
前記交流電源の周波数を算出する周波数算出部と、
前記整流回路の直流出力電圧を取得する直流出力電圧取得部と、
前記スイッチング部の短絡タイミングを記憶する短絡タイミング記憶部と、
前記ゼロクロス検出部で検出されたゼロクロス点に同期させて前記スイッチング部を短絡または開放させる制御を行うスイッチング制御部と、を備え、
前記スイッチング制御部は、前記短絡タイミング記憶部に記憶された短絡タイミング、前記直流出力電圧取得部で取得された前記直流出力電圧、前記入力電圧取得部で取得された前記交流電源の電圧、および、前記入力電流取得部で取得された前記交流電源からの電流の情報に基づいて、前記スイッチング部の短絡時間幅を決定する、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の直流電源装置であって、
前記整流回路の出力を平滑化し負荷に電力を供給する平滑コンデンサをさらに備え、
前記入力電圧取得部は、前記負荷の駆動前に前記直流出力電圧取得部で取得された前記直流出力電圧の情報に基づいて前記交流電源の電圧を取得する、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の直流電源装置であって、
前記リアクタのインダクタンス値を記憶するインダクタンス記憶部をさらに備え、
前記スイッチング制御部は、前記インダクタンス記憶部に記憶された前記リアクタのインダクタンス値を加味して、前記スイッチング部の短絡時間幅を決定する、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項４】
請求項１または２に記載の直流電源装置であって、
前記リアクタのインダクタンス値を推定するインダクタンス推定部をさらに備え、
前記インダクタンス推定部は、前記入力電流取得部で取得された交流電源の電圧、前記入力電流取得部で取得された交流電源からの電流、前記直流出力電圧取得部で取得された直流出力電圧、および、前記周波数算出部で算出された交流電源の周波数を含む各情報に基づいて、前記リアクタのインダクタンス値を推定し、
前記スイッチング制御部は、前記インダクタンス推定部で推定された前記リアクタのインダクタンス値を加味して、前記スイッチング部の短絡時間幅を決定する、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか一項に記載の直流電源装置であって、
前記スイッチング制御部は、前記スイッチング部を電源電圧半周期の期間内に４回〜４０回短絡させる制御を行う、
ことを特徴とする直流電源装置。
【請求項６】
回転速度制御型の圧縮機を搭載した空気調和機において、
請求項１〜５のいずれか一項に記載の直流電源装置を、前記圧縮機を回転駆動する電動機の電源として用いた、
ことを特徴とする空気調和機。
【図１】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１３−１０６４５５（Ｐ２０１３−１０６４５５Ａ）
【公開日】平成２５年５月３０日（２０１３．５．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２４９４４０（Ｐ２０１１−２４９４４０）
【出願日】平成２３年１１月１５日（２０１１．１１．１５）
【出願人】（３９９０４８９１７）日立アプライアンス株式会社 (3,043)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月３０日（２０１３．５．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月１５日（２０１１．１１．１５）
【出願人】（３９９０４８９１７）日立アプライアンス株式会社 (3,043)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]