絶縁型直流電源装置
【課題】 絶縁型の直流電源装置において、一次側で正確な過電圧検出を行うことができるとともに、電源制御用ＩＣの端子数を増加させることなく過電圧検出を行うことができるようにする。
【解決手段】 トランスの一次側巻線に流れる電流を検出するための第１の抵抗と、第１の抵抗の端子と電源制御用ＩＣの電流検出端子との間に接続された第２の抵抗と、補助巻線の端子と電流検出端子との間に接続された第３の抵抗とを設け、電源制御用ＩＣには、第１の抵抗により電流−電圧変換された電圧に基づいて一次側巻線に流れる電流を検出する電流検出回路と、電流検出端子に接続されたサンプリング回路と電流検出端子の電位が平坦である期間にサンプリングされた電圧に基づいて過電圧状態が発生しているか判定するコンパレータとを有する過電圧検出回路とを設け、過電圧検出回路が出力の過電圧状態を検出した場合にスイッチング素子の駆動を停止するように構成した。
【解決手段】 トランスの一次側巻線に流れる電流を検出するための第１の抵抗と、第１の抵抗の端子と電源制御用ＩＣの電流検出端子との間に接続された第２の抵抗と、補助巻線の端子と電流検出端子との間に接続された第３の抵抗とを設け、電源制御用ＩＣには、第１の抵抗により電流−電圧変換された電圧に基づいて一次側巻線に流れる電流を検出する電流検出回路と、電流検出端子に接続されたサンプリング回路と電流検出端子の電位が平坦である期間にサンプリングされた電圧に基づいて過電圧状態が発生しているか判定するコンパレータとを有する過電圧検出回路とを設け、過電圧検出回路が出力の過電圧状態を検出した場合にスイッチング素子の駆動を停止するように構成した。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧変換用トランスを備えた絶縁型直流電源装置に関し、特に絶縁型直流電源装置における過電圧検出に利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源装置には、交流電源を整流するダイオード・ブリッジ回路と、該回路で整流された直流電圧を降圧して所望の電位の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成された絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータがある。絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば電圧変換用トランスの一次側巻線と直列に接続されたスイッチング素子をＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式でオン、オフ駆動して一次側巻線に流れる電流を制御し、二次側巻線に誘起される電圧を制御するようにしたスイッチング電源装置が知られている。
【０００３】
ところで、絶縁型直流電源装置においては、二次側の出力電圧が異常に高くなる過電圧状態が発生すると負荷等にダメージを与えることがあるので、一次側の制御回路に過電圧検出機能および過電圧を検出した場合に制御動作を停止させる保護機能を設けることが多い。二次側の出力の過電圧状態を検出する方法としては、二次側に過電圧検出回路を設け一次側へ過電圧検出信号をフォトカプラ等でフィードバックする方式の他、一次側に過電圧検出回路を設ける方式がある。
【０００４】
さらに、一次側における二次側の出力の過電圧検出方式として、補助巻線に誘起された交流を整流して一次側の制御回路の電源電圧を生成する整流用ダイオードと平滑コンデンサとからなる整流回路で整流、平滑された電圧を監視して過電圧状態を検出するような技術がある（例えば特許文献１参照）。また、補助巻線に誘起された交流を整流する前の電圧を抵抗分割した電圧を過電圧検出回路で検出するようにした発明も提案されている（例えば特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−２２５４９９号公報
【特許文献２】特開２００９−１６５３１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献２に開示されている過電圧検出方式は、一次側の制御回路に過電圧検出用の電圧を入力する専用の端子を設けているため、一次側の制御回路を半導体集積回路化する場合、端子数が増加しチップサイズの増大、コストアップを招くという課題がある。
一方、ＰＷＭ制御方式で一次側巻線に流れる電流をオン、オフ制御するスイッチング電源装置おいては、補助巻線に誘起される交流電圧は、図４（Ａ）に示すように、立ち上がりの部分にリンギングを有する波形となる。そして、このリンギングの大きさは、負荷の条件やトランスの製造ばらつきよって大きく異なる。
【０００７】
そのため、過電圧検出対象の補助巻線に誘起された交流を整流する整流回路で整流、平滑された電圧は、ばらつきのあるリンギングを含んだ大きさとなり、特許文献１に開示されているような過電圧検出回路では正確な過電圧検出が行えないという課題がある。
そこで、本発明者らは、ＰＷＭ制御方式のスイッチング電源装置おいて、一次側で正確な過電圧検出を行えるようにするにはどのようにしたらよいか、様々な検討を行った結果、図４（Ａ）に示す補助巻線の誘起電圧のうちリンギングが収束した後の平坦期間（Ｔ２）の電圧が二次側の出力電圧に比例しており、この期間の電圧を監視することで正確な過電圧検出を行えることを見出した。
【０００８】
本発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、電圧変換用のトランスを備えＰＷＭ制御方式で一次側巻線に流れる電流をオン、オフ制御する絶縁型の直流電源装置において、一次側で正確な過電圧検出を行うことができる技術を提供することにある。
本発明の他の目的は、電圧変換用のトランスを備えＰＷＭ制御方式で一次側巻線に流れる電流をオン、オフ制御する絶縁型の直流電源装置を構成する一次側の制御回路を半導体集積回路化する場合に、端子数を増加させることなく過電圧検出を行うことができる技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため本発明は、
補助巻線を有する電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、電流検出用の第１端子とフィードバック用の第２端子とを備え前記トランスの二次側からの出力検出電圧がフォトカプラを介して前記第２端子にフィードバックされることで前記スイッチング素子をＰＷＭ制御パルスでオン、オフ制御する電源制御用半導体集積回路とを有する絶縁型直流電源装置において、
前記スイッチング素子と直列に接続され前記トランスの一次側巻線に流れる電流を検出するための第１の抵抗と、
前記第１の抵抗の端子と前記第１端子との間に接続された第２の抵抗と、
前記補助巻線の端子と前記第１端子との間に接続された第３の抵抗と、を備え、
前記電源制御用半導体集積回路は、
前記第１の抵抗により電流−電圧変換された電圧に基づいて前記トランスの一次側巻線に流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記第１端子に接続されたサンプリング回路と、該サンプリング回路により前記第１端子の電位が平坦である期間にサンプリングされた電圧と所定の基準電圧とを比較して過電圧状態が発生しているか判定するコンパレータと、を有する過電圧検出回路と、
を備え、前記過電圧検出回路が、前記トランスの一次側の電圧に基づいて出力の過電圧状態を検出した場合に、前記スイッチング素子の駆動制御を停止するように構成した。
【００１０】
上記した構成によれば、二次側巻線の端子電圧波形に相似する補助巻線の端子電圧波形のリンギングが収束した後の平坦な部分において過電圧の判定を行うため、一次側の電圧で正確な過電圧検出を行うことができる。
【００１１】
ここで、望ましくは、前記第２の抵抗は、前記スイッチング素子と前記第１端子との間に前記第１の抵抗と直列形態に接続され、前記第１端子の入力電圧に対応した電圧が前記電流検出回路に入力され、前記第１端子が前記過電圧検出のための端子と前記電流検出のための端子を兼用するように構成する。
これにより、電源制御用半導体集積回路の端子数を減らし、チップサイズを低減することができる。
【００１２】
また、望ましくは、前記電源制御用半導体集積回路は前記第１端子の電位に基づいて出力の過電流状態が発生しているか検出し過電流状態を検出した場合に前記トランスの一次側巻線に流れる電流を制限する過電流保護回路を備える場合に、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の抵抗比が所定の比に設定されることで、入力交流電圧が異なる場合での前記過電流検出時の出力電流値の差が小さくなるように構成する。
これにより、入力交流電圧ＡＣの大きさが変わっても、出力電流がほぼ同一の電流値（例えば７Ａ）に達したときに過電流保護回路が働いて電流を制限することができる。
【００１３】
さらに、望ましくは、前記第２の抵抗の抵抗値は数百〜数１０ｋΩであり、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の抵抗比は、過電流保護動作時における１次側ピーク電流をＩpocp、前記第１端子の過電流検出スレッシホールド電圧をＶthocp、前記第１端子の過電圧検出スレッシホールド電圧をＶthovp、前記補助巻線の１次側のスイッチオフ時の電圧をＶｂoff、過電圧検出の際の余裕度を「Ｋ」、前記第１の抵抗の抵抗値をＲA、前記第２の抵抗の抵抗値をＲB、前記第３の抵抗の抵抗値をＲCとおいたとき、ＲA≪ＲB，ＲA≪ＲCの関係を有し、ＲAは次式
ＲA＝Ｖthocp／Ｉpocp に従って、また、ＲB，ＲCは次式
ＲC／ＲB＝（Ｖｂoff／Ｖthovp×Ｋ）−１ に従って設定されるようにする。
これにより、過電圧検出のための分圧用抵抗の抵抗値を容易に設定することができるとともに、入力交流電圧ＡＣの大きさが変わっても、出力電流がほぼ同一の電流値（例えば７Ａ）に達したときに過電流保護回路が働いて電流を制限することができる。
【００１４】
また、望ましくは、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の抵抗比を与える前記式中の余裕度「Ｋ」は、０．７〜０．９の範囲であるように構成する。
これにより、過電圧判定レベルに余裕を持たせることで負荷の許容電圧にばらつきがある場合に、許容電圧以上の電圧が負荷に印加されるのを回避することができる。
【００１５】
また、望ましくは、前記サンプリング回路は、所定の基準電圧を取り込んで保持する第１のサンプリング容量と、前記基準電圧よりも過電圧判定レベルに相当する電圧分低い電圧を取り込んで保持する第２のサンプリング容量とを備え、第１のタイミングで前記第１のサンプリング容量および第２のサンプリング容量に前記基準電圧および該基準電圧よりも過電圧判定レベルに相当する電圧分低い電圧をサンプリングし、第２のタイミングで前記第１のサンプリング容量に保持した電圧と、前記第２のサンプリング容量に保持した電圧に電流検出端子の電圧を加算した電圧を前記コンパレータによって比較するように構成する。前記第１端子の電位を前記第２のサンプリング容量に取り込んで前記基準電圧よりも過電圧判定レベルに相当する電圧分低い電圧との差分の電圧を前記コンパレータに供給して比較するように構成に構成する。
これにより、過電圧判定レベルを抵抗分圧回路で生成し、その判定レベルを抵抗分圧回路の抵抗比を変えることで容易に変更することができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、電圧変換用のトランスを備えＰＷＭ制御方式で一次側巻線に流れる電流をオン、オフ制御する絶縁型の直流電源装置において、一次側で正確な過電圧検出を行うことができる。また、電圧変換用のトランスを備えＰＷＭ制御方式で一次側巻線に流れる電流をオン、オフ制御する絶縁型の直流電源装置を構成する一次側の制御回路を半導体集積回路化する場合に、端子数を増加させることなく過電圧検出を行うことができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明に係る直流電源装置としての絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。
【図２】図１の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスの一次側制御回路（電源制御用ＩＣ）の構成例を示す回路構成図である。
【図３】実施例の一次側制御回路（電源制御用ＩＣ）内部の各部の電圧や信号の変化の様子を示すタイミングチャートである。
【図４】（Ａ）は絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおける補助巻線の端子電圧の波形、（Ｂ）は連続モードで動作しているときに一次側巻線に流れる電流の波形、（Ｃ）は不連続モードで動作しているときに一次側巻線に流れる電流の波形を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用したスイッチング電源装置を用いた直流電源装置としての絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。
【００１９】
この実施形態の直流電源装置は、コモンモードコイルなどからなるノイズ遮断用のフィルタ１１と、交流電圧（ＡＣ）を整流し直流電圧に変換するダイオード・ブリッジ回路１２と、整流後の電圧を平滑する平滑用コンデンサＣ１と、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓおよび補助巻線Ｎｂとを有する電圧変換用のトランスＴ１と、このトランスＴ１の一次側巻線Ｎｐと直列に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングトランジスタＳＷと、該スイッチングトランジスタＳＷを駆動する電源制御回路１３を有する。この実施形態では、電源制御回路１３は、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路（電源制御用ＩＣ）として形成されている。
【００２０】
上記トランスＴ１の二次側には、二次側巻線Ｎｓと直列に接続された整流用ダイオードＤ２と、このダイオードＤ２のカソード端子と二次側巻線Ｎｓの他方の端子との間に接続された平滑用コンデンサＣ２とが設けられ、一次側巻線Ｎｐに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧を整流し平滑することによって、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓとの巻線比に応じた直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００２１】
さらに、トランスＴ１の二次側には、一次側のスイッチング動作で生じたスイッチングノイズ等を遮断するためのフィルタを構成するコイルＬ３およびコンデンサＣ３が設けられているとともに、出力電圧Ｖｏｕｔを検出するための検出回路１４と、該検出回路１４に接続され検出電圧に応じた信号を一次側の電源制御回路１３へ伝達するフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード１５ａが設けられている。そして、一次側には、上記電源制御用ＩＣ１３のフィードバック端子ＦＢに接続され、上記検出回路１４によって駆動されフィードバック端子ＦＢに信号を伝達するフォトカプラが設けられている。
【００２２】
また、この実施形態の直流電源装置の一次側には、上記補助巻線Ｎｂと直列に接続された整流用ダイオードＤ０と、このダイオードＤ０のカソード端子と接地点ＧＮＤとの間に接続された平滑用コンデンサＣ０とからなる整流回路ＣＭＴが設けられ、該整流回路ＣＭＴで整流、平滑された電圧が上記電源制御用ＩＣ１３の電源電圧端子ＶＣＣ１に印加されている。これとともに、ダイオード・ブリッジ回路１２で整流される前の電圧が、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ０を介して電源制御用ＩＣ１３の高圧起動端子ＶＣＣ０に印加され、電源起動時の補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される前に電源制御用ＩＣ１３を動作させることができるように構成されている。なお、補助巻線Ｎｂは、二次側に誘起される電圧と相似形の波形の電圧が誘起されるように、二次側巻線Ｎｓと同じようにコイルの巻き方が設定されている。
【００２３】
さらに、本実施形態においては、スイッチングトランジスタＳＷのソース端子と電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳとの間に電流検出用の抵抗Ｒａおよび分圧用の抵抗Ｒｂが接続されているとともに、上記整流用ダイオードＤ０のアノードが接続されている補助巻線Ｎｂの端子と電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳとの間に接続された入力電圧補正用の分圧抵抗Ｒｃが設けられている。さらに、電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳと接地点との間にはコンデンサＣ４が接続され、抵抗ＲｂとコンデンサＣ４によりローパスフィルタが構成されるようになっている。
なお、この実施例では、抵抗Ｒｂと抵抗Ｒｃの接続ノードＣの電位が電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳに入力されているが、入力電圧変動に対する過電流保護動作点の補正を行わなくて良い場合は、電源制御用ＩＣ１３に電流検出端子ＣＳとは別に過電圧検出端子を設け、電流検出用の抵抗Ｒａの端子を電流検出端子ＣＳに接続し、過電圧検出端子に抵抗Ｒｂと抵抗Ｒｃの接続ノードＣを接続するようにしても良い。
【００２４】
図２には、上記電源制御用ＩＣ１３の具体的な構成例が示されている。
図２に示すように、電源制御用ＩＣ１３は、発振器を内蔵し一次側スイッチングトランジスタＳＷのオン、オフに必要なクロック信号（以下、単にクロックと称する）を発生するクロック発生回路３１と、電流検出端子ＣＳに印加されている電圧および基準となる電圧Ｖref1を取り込むサンプリング回路３２と、電流検出端子ＣＳに印加されている電圧を監視して出力の過電圧状態を検出する過電圧検出回路３３と、電流検出端子ＣＳに印加されている電圧Ｖｃｓに基づいて一次側巻線Ｎｐに流れる電流を検出する電流検出回路３４と、フォトカプラの受光用トランジスタ１５ｂが接続されているフィードバック端子ＦＢの電圧と電流検出端子ＣＳに印加されている電圧とに基づいてＰＷＭ制御パルスを生成するＰＷＭパルス生成回路３５、電流検出端子ＣＳに印加されている電圧Ｖｃｓに基づいて過電流を検出し一次側巻線Ｎｐに流れる電流を遮断する過電流検出回路３６などを備える。
【００２５】
サンプリング回路３２は、基準となる電圧Ｖref1を取り込むスイッチＳ１およびサンプリング容量Ｃｓ２と、基準となる電圧Ｖref1と所定の電圧（過電圧判定レベルの電圧）Ｖｊとの差分をとった電圧を取り込むスイッチＳ２、Ｓ３およびサンプリング容量Ｃｓ１と、電流検出端子ＣＳに印加されている電圧Ｖｃｓと所定の電圧（過電圧判定レベルの電圧）Ｖｊとの差分をとった電圧を過電圧検出回路３３へ供給するためのスイッチＳ４とを備える。上記スイッチＳ１〜Ｓ４のうちＳ１〜Ｓ３は同一のクロックＣＫによって同時にオン、オフされ、スイッチＳ４はクロックＣＫと逆相のクロック／ＣＫによってＳ１〜Ｓ３と相補的にオン、オフされる。基準となる電圧Ｖref1を分圧して所定の電圧を生成する抵抗Ｒ１，Ｒ２は、抵抗Ｒ１の電圧降下量が過電圧判定レベルの電圧Ｖｊと同じになるように、抵抗比が設定されている。これにより、抵抗Ｒ１とＲ２との接続ノードＮ２の電位はＶref1−Ｖｊとなる。
【００２６】
過電圧検出回路３３は、サンプリング容量Ｃｓ１とＣｓ２に保持されている電圧を比較する過電圧検出用のコンパレータＣＭＰ１と、該コンパレータＣＭＰ１の出力を遮断するマスク用のゲート回路Ｇ１と、該ゲート回路Ｇ１によりコンパレータＣＭＰ１の出力をマスクする時間を設定するタイマ回路ＴＭＲと、ゲート回路Ｇ１を通過したコンパレータＣＭＰ１の出力がハイレベルに変化した場合にそれをラッチするラッチ回路ＬＡＴとを備える。
ラッチ回路ＬＡＴの出力はクロック発生回路３１や図示しない内部電源回路などに供給されるように構成されており、上記コンパレータＣＭＰ１が出力の過電圧状態を検出し、ラッチ回路ＬＡＴの出力がハイレベルに変化すると当該制御用ＩＣ１３の内部回路の動作が停止され、過電圧保護状態となる。この過電圧保護状態は、電源制御用ＩＣ１３が再起動されてラッチ回路ＬＡＴがリセットされるまで維持される。
【００２７】
電流検出回路３４は、サンプリング容量Ｃｓ１に取り込まれた電流検出端子ＣＳの入力電圧に対応する電圧を反転する反転増幅回路ＡＭＰ１と、該反転増幅回路ＡＭＰ１の出力と可変電圧源ＶＳの電圧Ｖref2とを比較するコンパレータＣＭＰ２とにより構成され、ＰＷＭパルス生成回路３５はクロック発生回路３１からのクロックＣＫによってセット（ＯＮ）され上記コンパレータＣＭＰ２の出力によってリセット（ＯＦＦ）されるＲＳフリップフロップＦＦ１などから構成される。ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力がＰＷＭパルスとして図示しないドライバに供給されて、スイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ駆動信号ON/OFFが生成され出力される。可変電圧源ＶＳの電圧Ｖref2は、フォトカプラの受光用トランジスタ１５ｂにより受信したフィードバック電圧に応じて変化される電圧であり、可変電圧源ＶＳは例えばフィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBと所定の参照電圧との電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプなどにより構成することができる。
【００２８】
過電流検出回路３６は、上記反転増幅回路ＡＭＰ１の出力と過電流の判定レベルを与える所定の参照電圧Ｖref3とを比較するコンパレータＣＭＰ３により構成され、反転増幅回路ＡＭＰ１の出力が参照電圧Ｖref3よりも低くなるとその出力がハイレベルに変化して、ＰＷＭパルス生成回路３５のＲＳフリップフロップＦＦ１をリセットする。これにより、ＰＷＭパルスが強制的にロウレベルに変化されてスイッチングトランジスタＳＷをオフさせ、一次側巻線Ｎｐに流れる電流が遮断され、過電流保護機能が働くようになっている。
【００２９】
上記のように、本実施形態においては、電源制御用ＩＣ１３が１つの端子（電流検出端子ＣＳ）の電圧に基づいて、ＰＷＭ制御と過電圧保護機能と過電流保護機能の３つの機能が実行するようにしており、従来方式に比べて電源制御用ＩＣ１３に必要な外部端子数を減らし、チップサイズの低減を可能にすることができる。
なお、後に改めて説明するが、本実施形態の直流電源装置は、負荷が比較的軽い時はＰＷＭパルスのパルス幅を負荷に応じて変化させて出力電圧を一定に維持する不連続モードで動作し、負荷が比較的重い時は電流ピーク値を負荷に応じて変化させて出力電圧を一定に維持する不連続モードで動作するように電源制御用ＩＣ１３が構成されている。
【００３０】
次に、上記電源制御用ＩＣ１３の動作について図３のタイミングチャートを用いて説明する。
図３において、（Ａ）は電流検出端子ＣＳに入力される電圧Ｖｃｓの変化を示す。この電圧Ｖｃｓは、補助巻線Ｎｂの端子（ノードＢ）の電圧を抵抗Ｒｂ，Ｒｃで分圧したものに、電流センス抵抗Ｒａにより電流―電圧変換された電圧Ｖｄ（ノードＮ１の電位）を合成した電圧に相当し、ノードＢの電圧波形は二次側巻線Ｎｓの端子（ノードＡ）の電圧波形に相似している。
【００３１】
この実施例の電源制御用ＩＣ１３は、一次側巻線Ｎｐおよび補助巻線Ｎｂに電流が流されて電圧Ｖｃｓが接地電位ＧＮＤよりも低くなっている期間Ｔ１において、ＰＷＭパルス生成回路３５のコンパレータＣＭＰ２によりＰＷＭ制御のための電流検出を行い、電圧Ｖｃｓのリンギングが収束した後の平坦な部分（期間Ｔ２）において、過電圧検出回路３３のコンパレータＣＭＰ１により過電圧検出を行うものである。
【００３２】
具体的には、タイミングｔ１で、クロックＣＫによってスイッチＳ１〜Ｓ３がオンされ、クロック／ＣＫによってスイッチＳ４がオフされる。また、このタイミングでＰＷＭパルス生成回路３５のフリップフロップＦＦ１がセットされ、ＰＷＭパルスがハイレベルに変化することで、スイッチングトランジスタＳＷがオンされ、一次側巻線Ｎｐに電流が流されて電圧Ｖｃｓが変化し始める。
【００３３】
また、スイッチＳ１〜Ｓ３がオンされている間に、サンプリング容量Ｃｓ１には抵抗Ｒ１とＲ２の接続ノードＮ２の電位であるＶref1−Ｖｊが取り込まれ、サンプリング容量Ｃｓ２には基準電圧Ｖref1が取り込まれる。その後、タイミングｔ２でスイッチＳ１〜Ｓ３がオフされ、スイッチＳ４がオンされると、サンプリング容量Ｃｓ１の充電電圧は電流検出端子ＣＳの入力電圧Ｖｃｓ分だけ変化する。つまり、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子には電圧Ｖｃｓを（Ｖref1−Ｖｊ）だけレベルシフトした電圧Ｖｃｓ’が入力される。
【００３４】
上記期間Ｔ１においては、このレベルシフトした電圧Ｖｃｓ’をＰＷＭパルス生成回路３５の反転増幅回路ＡＭＰ１により反転増幅し、コンパレータＣＭＰ２によって参照電圧Ｖref2と比較する。そして、Ｖｃｓ’がＶref2に達するとコンパレータＣＭＰ２の出力がハイレベルに変化し、フリップフロップＦＦ１がリセットされ、ＰＷＭパルスがロウレベルに変化することで、スイッチングトランジスタＳＷがオフされ、一次側巻線Ｎｐの電流が遮断される。このとき、参照電圧Ｖref2がフィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBによって変化されるため、二次側からのフィードバック電圧に応じてＰＷＭパルスのパルス幅が制御され、出力電圧が一定になるように一次側の電流制御が行われることとなる。
【００３５】
なお、この実施例では、反転増幅回路ＡＭＰ１に電圧Ｖｃｓをレベルシフトした電圧Ｖｃｓ’が入力されるため、参照電圧Ｖref2もそれを考慮して、レベルシフトしない電圧が入力されるとした場合の参照電圧からずらした値に設定される。図３（Ａ）のＶref2’は、Ｖref2に対応するもので、電流検出端子ＣＳの入力電圧Ｖｃｓに対するＰＷＭコンパレータＣＭＰ２の仮想的な参照電圧を示している。また、期間Ｔ１において、電流検出端子ＣＳの入力電圧Ｖｃｓが絶対的なレベルであるＶref3’を下回ると、過電流検出回路３６のコンパレータＣＭＰ３によって検出され、ＰＷＭパルスが強制的にロウレベルに変化されて、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせる。図３（Ａ）のＶref3’は、電圧Ｖｃｓをレベルシフトした電圧Ｖｃｓ’が入力されることを考慮した、コンパレータＣＭＰ３のＶref3に対応する仮想的な電位である。
【００３６】
この実施例では、電流検出端子ＣＳの入力電圧ＶｃｓがＶref2’まで下がりＰＷＭコンパレータＣＭＰ２の出力がハイレベルに変化するとタイマ回路ＴＭＲが起動される（タイミングｔ３）。そして、所定時間経過するとタイマがタイムアップして、タイマ回路ＴＭＲの出力がハイレベルに変化（タイミングｔ４）し、マスク回路としてのＡＮＤゲートＧ１が開かれてコンパレータＣＭＰ１の出力が通過可能とされる。タイマ回路ＴＭＲはクロックＣＫによってリセットされる。つまりＣＫの立ち上がるタイミングｔ５までの期間Ｔ２においては、コンパレータＣＭＰ１の出力がＡＮＤゲートＧ１を通過可能とされる。
【００３７】
この期間Ｔ２は、図３（Ａ）に示すように、電流検出端子ＣＳの入力電圧Ｖｃｓの平坦な期間である。この実施例の過電圧検出回路３３は、期間Ｔ２において、コンパレータＣＭＰ１によって、基準電圧Ｖref1と、電流検出端子ＣＳの入力電圧Ｖｃｓを（Ｖref1−Ｖｊ）シフトした電位とを比較、つまりＶｃｓとＶｊとを比較する。そして、Ｖｃｓが予め設定した判定電圧Ｖｊよりも大きくなった場合には、コンパレータＣＭＰ１の出力がハイレベルに変化して、それがラッチ回路ＬＡＴにラッチされ、電源制御用ＩＣ１３の内部回路（クロック発生回路を含む）の動作が停止されることとなる。
【００３８】
上記のように、本実施例の電源制御用ＩＣ１３においては、１つの端子（電流検出端子ＣＳ）の電圧に基づいて、ＰＷＭ制御と過電圧保護機能と過電流保護機能の３つの機能を実現可能な構成を備えており、従来方式に比べて電源制御用ＩＣ１３に必要な外部端子数を減らし、チップサイズの低減が可能となるという利点がある。
【００３９】
なお、図３（Ａ）に示す電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓの波形は、連続モードの波形である。本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、負荷が比較的軽い時は図４（Ｃ）に破線で示すように一次側巻線に流れる電流の波形は三角波となり、ＰＷＭパルスは負荷に応じてパルス幅が変化して出力電圧を一定に維持する不連続モードで動作する。一方、負荷が比較的重い時は一次側巻線に流れる電流の波形は図４（Ｂ）に実線で示すようなパルス幅が一定の台形波となり、電流ピーク値が負荷に応じて変化して出力電圧を一定に維持する不連続モードで動作する。
【００４０】
ところで、図１に示す実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、入力交流電圧ＡＣが例えば８０Ｖ〜２６０Ｖのような比較的広い範囲の電圧に対して動作可能であるように構成することができる。しかし、上記実施例の電源制御用ＩＣ１３のように、１つの端子（電流検出端子ＣＳ）の電圧に基づいて、ＰＷＭ制御と過電圧保護機能と過電流保護機能の３つの機能を実現可能な構成にした場合、何ら対策をしないと、二次側巻線Ｎｓの端子（ノードＡ）の電圧および補助巻線Ｎｂの端子（ノードＢ）の電圧は、入力交流電圧ＡＣの大きさによって大きく変動する。そのため、例えば入力交流電圧が１００Ｖの場合に出力電流が７Ａに達したら電流を制限するように過電流保護回路を設計したとすると、入力交流電圧が２３０Ｖの場合には出力電流が１０Ａに達したときに過電流保護回路が働いて電流を制限するというように、過電流保護機能が働く際の出力電流値が入力交流電圧ＡＣの大きさによって変化してしまうという望ましくない動作をするおそれがある。
【００４１】
そこで、本実施例のＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、電流センス抵抗Ｒａと電流検出端子ＣＳとの間に抵抗Ｒｂを設け、Ｒｂの抵抗値と補助巻線Ｎｂの端子（ノードＢ）と電流検出端子ＣＳとの間に抵抗Ｒｃの抵抗値を、以下のように設定することによって、入力交流電圧ＡＣの大きさが変わっても、出力電流がほぼ同一の電流値（例えば７Ａ）に達したときに過電流保護回路が働いて電流を制限できるようにした。以下、そのような制御を可能にする抵抗ＲｂとＲｃの抵抗値の設定の仕方について説明する。
【００４２】
なお、その前提として、必要なファクターを以下の様に定める。
Ｖinac：ＡＣ入力電圧、 Ｖｏ：２次側出力電圧、 Ｉｏ：２次側定格出力電流、
Ioocp：過電流保護動作時における２次側出力電流、
Ｖｆ：２次側ダイオードＤ２のＶF、 η：効率、
ｆosc：スイッチング周波数（＝クロックＣＫの周波数）、
Ｖthocp：電源制御用ＩＣの過電流保護スレッシホールド電圧、
Ｖthovp：電流検出端子ＣＳの過電圧検出スレッシホールド電圧、
Ｉpr：定格負荷時トランス１次側ピーク電流、
Ｉpocp：過電流保護動作時における１次側ピーク電流、
Ｖｂoff：トランス補助巻線の１次側のスイッチオフ時の電圧、
Ｌｐ：トランス1次巻線インダクタンス、
Ｎｐ：トランスの１次側巻数、
Ｎｓ：トランスの２次側巻数、
ＲA：電流センス抵抗Ｒａの抵抗値、ＲB：抵抗Ｒａと直列の抵抗Ｒｂの抵抗値、ＲC：補助巻線Ｎｂの端子（ノードＢ）と電流検出端子ＣＳとの間の抵抗Ｒｃの抵抗値。
【００４３】
抵抗ＲｂとＲｃの抵抗値を決定するにあたって、先ず過電流保護動作点におけるトランス１次側のピーク電流Ｉpocpを、次式（１）を用いて求める。
【数１】
なお、連続モードにおける１次側巻線に流れる電流の波形を示すと図４（Ｂ）のようになる。式（１）における第１項すなわち左側の項は図４（Ｂ）の台形状の電流波形の平均電流（傾斜部の中点の電流）Ｉ１、式（１）における第２項すなわち右側の項は図４（Ｂ）の台形状の傾斜部の中点からピークまでの電流Ｉ２である。また、式（１）において、「Ｄ」は連続モードでのＰＷＭパルスのデューティ比（一定）であり、次式（２）で表わされる。
【数２】
【００４４】
次に、電流センス抵抗Ｒａの抵抗値ＲAを求める。ＲAは、電源制御用ＩＣの過電流保護スレッシホールド電圧Ｖthocpと、式（１）で表わされる過電流保護動作時における１次側ピーク電流Ｉpocpとから、次式（３）で求めることができる。
【数３】
次に、抵抗ＲｂとＲｃの抵抗値ＲBとＲCを決定する。ここで、ＲB値は任意であるが、低過ぎると消費電力が増え、高過ぎると外来ノイズの影響を受け易くなる。そこで、ＲBの値は数百〜１０ｋΩ程度に設定することとした。そして、ＲBの値を決定したら、抵抗Ｒｃの抵抗値ＲCを、抵抗比ＲC／ＲBを表す次式（４）を用いて設定する。
【数４】
【００４５】
本実施例においては、この式（４）は以下のようにして導いた。
まず、通常動作時かつ1次側スイッチングトランジスタＳＷのオフ期間における電源制御用ＩＣの電流検出端子ＣＳの電圧をＶcsoffとおくと、ＳＷのオフ期間にはＳＷに電流が流れないので、電流センス抵抗Ｒａに流れる電流は０となる。従って、このＳＷオフ期間におけるトランス補助巻線の端子電圧（ノードＢの電圧）をＶｂoffとおくと、ＳＷオフ期間の電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsoffは、次式（５）で表わされる。
【数５】
【００４６】
ここで、抵抗Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃの抵抗値ＲA，ＲB，ＲCを、ＲA≪ＲB，ＲA≪ＲCの関係となる、つまり抵抗値ＲAが抵抗値ＲB，ＲCに比べて充分に小さくなるように設定したとすると、上記式（５）は次式（５）’のようになる。
【数６】
【００４７】
一方、電流検出端子ＣＳの過電圧検出スレッシホールド電圧Ｖthovpに対する設定率（余裕度）をＫとおくと、ＳＷオフ期間の電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsoffは、次式（６）
Ｖcsoff＝Ｖthovp×Ｋ ・・・（６）
で表わすことができるので、式（５）’の左側の項を式（６）に置き換えると、次式（７）のようになる。
【数７】
【００４８】
そして、上記式（７）を変形すると、前記式（４）が得られる。
【数８】
本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、上記のようにして、抵抗Ｒａ〜Ｒｃの抵抗値ＲA，ＲB，ＲCを決定するようにしたことによって、入力交流電圧ＡＣの大きさが変わっても、過電流保護機能が働く際の出力電流値をほぼ一定（例えば７Ａ）することができるようになる。
【００４９】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、フォトカプラを介して２次側の検出回路から一次側の電源制御用ＩＣ１３へ出力電圧に比例したフィードバック信号を伝達するようにしているが、負荷が定電流駆動のものであるような場合には、２次側に出力電流を検出する回路を設け、一次側の電源制御用ＩＣ１３へフォトカプラを介して出力電流に比例した信号を伝達するように構成しても良い。
【００５０】
また、前記実施形態では、トランスの一次側巻線に間歇的に電流を流すスイッチングトランジスタＳＷを、電源制御用ＩＣ１３とは別個の素子としているが、このスイッチングトランジスタＳＷを電源制御用ＩＣ１３に取り込んで、１つの半導体集積回路として構成してもよい。
【符号の説明】
【００５１】
１２ ダイオード・ブリッジ回路（整流回路）
１３ 電源制御回路（電源制御用ＩＣ）
１４ 二次側検出回路（検出用ＩＣ）
１５ａ フォトカプラの発光側ダイオード
１５b フォトカプラの受光側トランジスタ
３１ クロック発生回路
３２ サンプリング回路
３３ 過電圧検出回路
３４ 電流検出回路
３５ ＰＷＭパルス生成回路
３６ 過電流検出回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧変換用トランスを備えた絶縁型直流電源装置に関し、特に絶縁型直流電源装置における過電圧検出に利用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源装置には、交流電源を整流するダイオード・ブリッジ回路と、該回路で整流された直流電圧を降圧して所望の電位の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成された絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータがある。絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば電圧変換用トランスの一次側巻線と直列に接続されたスイッチング素子をＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式でオン、オフ駆動して一次側巻線に流れる電流を制御し、二次側巻線に誘起される電圧を制御するようにしたスイッチング電源装置が知られている。
【０００３】
ところで、絶縁型直流電源装置においては、二次側の出力電圧が異常に高くなる過電圧状態が発生すると負荷等にダメージを与えることがあるので、一次側の制御回路に過電圧検出機能および過電圧を検出した場合に制御動作を停止させる保護機能を設けることが多い。二次側の出力の過電圧状態を検出する方法としては、二次側に過電圧検出回路を設け一次側へ過電圧検出信号をフォトカプラ等でフィードバックする方式の他、一次側に過電圧検出回路を設ける方式がある。
【０００４】
さらに、一次側における二次側の出力の過電圧検出方式として、補助巻線に誘起された交流を整流して一次側の制御回路の電源電圧を生成する整流用ダイオードと平滑コンデンサとからなる整流回路で整流、平滑された電圧を監視して過電圧状態を検出するような技術がある（例えば特許文献１参照）。また、補助巻線に誘起された交流を整流する前の電圧を抵抗分割した電圧を過電圧検出回路で検出するようにした発明も提案されている（例えば特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−２２５４９９号公報
【特許文献２】特開２００９−１６５３１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献２に開示されている過電圧検出方式は、一次側の制御回路に過電圧検出用の電圧を入力する専用の端子を設けているため、一次側の制御回路を半導体集積回路化する場合、端子数が増加しチップサイズの増大、コストアップを招くという課題がある。
一方、ＰＷＭ制御方式で一次側巻線に流れる電流をオン、オフ制御するスイッチング電源装置おいては、補助巻線に誘起される交流電圧は、図４（Ａ）に示すように、立ち上がりの部分にリンギングを有する波形となる。そして、このリンギングの大きさは、負荷の条件やトランスの製造ばらつきよって大きく異なる。
【０００７】
そのため、過電圧検出対象の補助巻線に誘起された交流を整流する整流回路で整流、平滑された電圧は、ばらつきのあるリンギングを含んだ大きさとなり、特許文献１に開示されているような過電圧検出回路では正確な過電圧検出が行えないという課題がある。
そこで、本発明者らは、ＰＷＭ制御方式のスイッチング電源装置おいて、一次側で正確な過電圧検出を行えるようにするにはどのようにしたらよいか、様々な検討を行った結果、図４（Ａ）に示す補助巻線の誘起電圧のうちリンギングが収束した後の平坦期間（Ｔ２）の電圧が二次側の出力電圧に比例しており、この期間の電圧を監視することで正確な過電圧検出を行えることを見出した。
【０００８】
本発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、電圧変換用のトランスを備えＰＷＭ制御方式で一次側巻線に流れる電流をオン、オフ制御する絶縁型の直流電源装置において、一次側で正確な過電圧検出を行うことができる技術を提供することにある。
本発明の他の目的は、電圧変換用のトランスを備えＰＷＭ制御方式で一次側巻線に流れる電流をオン、オフ制御する絶縁型の直流電源装置を構成する一次側の制御回路を半導体集積回路化する場合に、端子数を増加させることなく過電圧検出を行うことができる技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するため本発明は、
補助巻線を有する電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、電流検出用の第１端子とフィードバック用の第２端子とを備え前記トランスの二次側からの出力検出電圧がフォトカプラを介して前記第２端子にフィードバックされることで前記スイッチング素子をＰＷＭ制御パルスでオン、オフ制御する電源制御用半導体集積回路とを有する絶縁型直流電源装置において、
前記スイッチング素子と直列に接続され前記トランスの一次側巻線に流れる電流を検出するための第１の抵抗と、
前記第１の抵抗の端子と前記第１端子との間に接続された第２の抵抗と、
前記補助巻線の端子と前記第１端子との間に接続された第３の抵抗と、を備え、
前記電源制御用半導体集積回路は、
前記第１の抵抗により電流−電圧変換された電圧に基づいて前記トランスの一次側巻線に流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記第１端子に接続されたサンプリング回路と、該サンプリング回路により前記第１端子の電位が平坦である期間にサンプリングされた電圧と所定の基準電圧とを比較して過電圧状態が発生しているか判定するコンパレータと、を有する過電圧検出回路と、
を備え、前記過電圧検出回路が、前記トランスの一次側の電圧に基づいて出力の過電圧状態を検出した場合に、前記スイッチング素子の駆動制御を停止するように構成した。
【００１０】
上記した構成によれば、二次側巻線の端子電圧波形に相似する補助巻線の端子電圧波形のリンギングが収束した後の平坦な部分において過電圧の判定を行うため、一次側の電圧で正確な過電圧検出を行うことができる。
【００１１】
ここで、望ましくは、前記第２の抵抗は、前記スイッチング素子と前記第１端子との間に前記第１の抵抗と直列形態に接続され、前記第１端子の入力電圧に対応した電圧が前記電流検出回路に入力され、前記第１端子が前記過電圧検出のための端子と前記電流検出のための端子を兼用するように構成する。
これにより、電源制御用半導体集積回路の端子数を減らし、チップサイズを低減することができる。
【００１２】
また、望ましくは、前記電源制御用半導体集積回路は前記第１端子の電位に基づいて出力の過電流状態が発生しているか検出し過電流状態を検出した場合に前記トランスの一次側巻線に流れる電流を制限する過電流保護回路を備える場合に、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の抵抗比が所定の比に設定されることで、入力交流電圧が異なる場合での前記過電流検出時の出力電流値の差が小さくなるように構成する。
これにより、入力交流電圧ＡＣの大きさが変わっても、出力電流がほぼ同一の電流値（例えば７Ａ）に達したときに過電流保護回路が働いて電流を制限することができる。
【００１３】
さらに、望ましくは、前記第２の抵抗の抵抗値は数百〜数１０ｋΩであり、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の抵抗比は、過電流保護動作時における１次側ピーク電流をＩpocp、前記第１端子の過電流検出スレッシホールド電圧をＶthocp、前記第１端子の過電圧検出スレッシホールド電圧をＶthovp、前記補助巻線の１次側のスイッチオフ時の電圧をＶｂoff、過電圧検出の際の余裕度を「Ｋ」、前記第１の抵抗の抵抗値をＲA、前記第２の抵抗の抵抗値をＲB、前記第３の抵抗の抵抗値をＲCとおいたとき、ＲA≪ＲB，ＲA≪ＲCの関係を有し、ＲAは次式
ＲA＝Ｖthocp／Ｉpocp に従って、また、ＲB，ＲCは次式
ＲC／ＲB＝（Ｖｂoff／Ｖthovp×Ｋ）−１ に従って設定されるようにする。
これにより、過電圧検出のための分圧用抵抗の抵抗値を容易に設定することができるとともに、入力交流電圧ＡＣの大きさが変わっても、出力電流がほぼ同一の電流値（例えば７Ａ）に達したときに過電流保護回路が働いて電流を制限することができる。
【００１４】
また、望ましくは、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の抵抗比を与える前記式中の余裕度「Ｋ」は、０．７〜０．９の範囲であるように構成する。
これにより、過電圧判定レベルに余裕を持たせることで負荷の許容電圧にばらつきがある場合に、許容電圧以上の電圧が負荷に印加されるのを回避することができる。
【００１５】
また、望ましくは、前記サンプリング回路は、所定の基準電圧を取り込んで保持する第１のサンプリング容量と、前記基準電圧よりも過電圧判定レベルに相当する電圧分低い電圧を取り込んで保持する第２のサンプリング容量とを備え、第１のタイミングで前記第１のサンプリング容量および第２のサンプリング容量に前記基準電圧および該基準電圧よりも過電圧判定レベルに相当する電圧分低い電圧をサンプリングし、第２のタイミングで前記第１のサンプリング容量に保持した電圧と、前記第２のサンプリング容量に保持した電圧に電流検出端子の電圧を加算した電圧を前記コンパレータによって比較するように構成する。前記第１端子の電位を前記第２のサンプリング容量に取り込んで前記基準電圧よりも過電圧判定レベルに相当する電圧分低い電圧との差分の電圧を前記コンパレータに供給して比較するように構成に構成する。
これにより、過電圧判定レベルを抵抗分圧回路で生成し、その判定レベルを抵抗分圧回路の抵抗比を変えることで容易に変更することができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、電圧変換用のトランスを備えＰＷＭ制御方式で一次側巻線に流れる電流をオン、オフ制御する絶縁型の直流電源装置において、一次側で正確な過電圧検出を行うことができる。また、電圧変換用のトランスを備えＰＷＭ制御方式で一次側巻線に流れる電流をオン、オフ制御する絶縁型の直流電源装置を構成する一次側の制御回路を半導体集積回路化する場合に、端子数を増加させることなく過電圧検出を行うことができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明に係る直流電源装置としての絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。
【図２】図１の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスの一次側制御回路（電源制御用ＩＣ）の構成例を示す回路構成図である。
【図３】実施例の一次側制御回路（電源制御用ＩＣ）内部の各部の電圧や信号の変化の様子を示すタイミングチャートである。
【図４】（Ａ）は絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおける補助巻線の端子電圧の波形、（Ｂ）は連続モードで動作しているときに一次側巻線に流れる電流の波形、（Ｃ）は不連続モードで動作しているときに一次側巻線に流れる電流の波形を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用したスイッチング電源装置を用いた直流電源装置としての絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。
【００１９】
この実施形態の直流電源装置は、コモンモードコイルなどからなるノイズ遮断用のフィルタ１１と、交流電圧（ＡＣ）を整流し直流電圧に変換するダイオード・ブリッジ回路１２と、整流後の電圧を平滑する平滑用コンデンサＣ１と、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓおよび補助巻線Ｎｂとを有する電圧変換用のトランスＴ１と、このトランスＴ１の一次側巻線Ｎｐと直列に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングトランジスタＳＷと、該スイッチングトランジスタＳＷを駆動する電源制御回路１３を有する。この実施形態では、電源制御回路１３は、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路（電源制御用ＩＣ）として形成されている。
【００２０】
上記トランスＴ１の二次側には、二次側巻線Ｎｓと直列に接続された整流用ダイオードＤ２と、このダイオードＤ２のカソード端子と二次側巻線Ｎｓの他方の端子との間に接続された平滑用コンデンサＣ２とが設けられ、一次側巻線Ｎｐに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧を整流し平滑することによって、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓとの巻線比に応じた直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００２１】
さらに、トランスＴ１の二次側には、一次側のスイッチング動作で生じたスイッチングノイズ等を遮断するためのフィルタを構成するコイルＬ３およびコンデンサＣ３が設けられているとともに、出力電圧Ｖｏｕｔを検出するための検出回路１４と、該検出回路１４に接続され検出電圧に応じた信号を一次側の電源制御回路１３へ伝達するフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード１５ａが設けられている。そして、一次側には、上記電源制御用ＩＣ１３のフィードバック端子ＦＢに接続され、上記検出回路１４によって駆動されフィードバック端子ＦＢに信号を伝達するフォトカプラが設けられている。
【００２２】
また、この実施形態の直流電源装置の一次側には、上記補助巻線Ｎｂと直列に接続された整流用ダイオードＤ０と、このダイオードＤ０のカソード端子と接地点ＧＮＤとの間に接続された平滑用コンデンサＣ０とからなる整流回路ＣＭＴが設けられ、該整流回路ＣＭＴで整流、平滑された電圧が上記電源制御用ＩＣ１３の電源電圧端子ＶＣＣ１に印加されている。これとともに、ダイオード・ブリッジ回路１２で整流される前の電圧が、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ０を介して電源制御用ＩＣ１３の高圧起動端子ＶＣＣ０に印加され、電源起動時の補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される前に電源制御用ＩＣ１３を動作させることができるように構成されている。なお、補助巻線Ｎｂは、二次側に誘起される電圧と相似形の波形の電圧が誘起されるように、二次側巻線Ｎｓと同じようにコイルの巻き方が設定されている。
【００２３】
さらに、本実施形態においては、スイッチングトランジスタＳＷのソース端子と電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳとの間に電流検出用の抵抗Ｒａおよび分圧用の抵抗Ｒｂが接続されているとともに、上記整流用ダイオードＤ０のアノードが接続されている補助巻線Ｎｂの端子と電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳとの間に接続された入力電圧補正用の分圧抵抗Ｒｃが設けられている。さらに、電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳと接地点との間にはコンデンサＣ４が接続され、抵抗ＲｂとコンデンサＣ４によりローパスフィルタが構成されるようになっている。
なお、この実施例では、抵抗Ｒｂと抵抗Ｒｃの接続ノードＣの電位が電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳに入力されているが、入力電圧変動に対する過電流保護動作点の補正を行わなくて良い場合は、電源制御用ＩＣ１３に電流検出端子ＣＳとは別に過電圧検出端子を設け、電流検出用の抵抗Ｒａの端子を電流検出端子ＣＳに接続し、過電圧検出端子に抵抗Ｒｂと抵抗Ｒｃの接続ノードＣを接続するようにしても良い。
【００２４】
図２には、上記電源制御用ＩＣ１３の具体的な構成例が示されている。
図２に示すように、電源制御用ＩＣ１３は、発振器を内蔵し一次側スイッチングトランジスタＳＷのオン、オフに必要なクロック信号（以下、単にクロックと称する）を発生するクロック発生回路３１と、電流検出端子ＣＳに印加されている電圧および基準となる電圧Ｖref1を取り込むサンプリング回路３２と、電流検出端子ＣＳに印加されている電圧を監視して出力の過電圧状態を検出する過電圧検出回路３３と、電流検出端子ＣＳに印加されている電圧Ｖｃｓに基づいて一次側巻線Ｎｐに流れる電流を検出する電流検出回路３４と、フォトカプラの受光用トランジスタ１５ｂが接続されているフィードバック端子ＦＢの電圧と電流検出端子ＣＳに印加されている電圧とに基づいてＰＷＭ制御パルスを生成するＰＷＭパルス生成回路３５、電流検出端子ＣＳに印加されている電圧Ｖｃｓに基づいて過電流を検出し一次側巻線Ｎｐに流れる電流を遮断する過電流検出回路３６などを備える。
【００２５】
サンプリング回路３２は、基準となる電圧Ｖref1を取り込むスイッチＳ１およびサンプリング容量Ｃｓ２と、基準となる電圧Ｖref1と所定の電圧（過電圧判定レベルの電圧）Ｖｊとの差分をとった電圧を取り込むスイッチＳ２、Ｓ３およびサンプリング容量Ｃｓ１と、電流検出端子ＣＳに印加されている電圧Ｖｃｓと所定の電圧（過電圧判定レベルの電圧）Ｖｊとの差分をとった電圧を過電圧検出回路３３へ供給するためのスイッチＳ４とを備える。上記スイッチＳ１〜Ｓ４のうちＳ１〜Ｓ３は同一のクロックＣＫによって同時にオン、オフされ、スイッチＳ４はクロックＣＫと逆相のクロック／ＣＫによってＳ１〜Ｓ３と相補的にオン、オフされる。基準となる電圧Ｖref1を分圧して所定の電圧を生成する抵抗Ｒ１，Ｒ２は、抵抗Ｒ１の電圧降下量が過電圧判定レベルの電圧Ｖｊと同じになるように、抵抗比が設定されている。これにより、抵抗Ｒ１とＲ２との接続ノードＮ２の電位はＶref1−Ｖｊとなる。
【００２６】
過電圧検出回路３３は、サンプリング容量Ｃｓ１とＣｓ２に保持されている電圧を比較する過電圧検出用のコンパレータＣＭＰ１と、該コンパレータＣＭＰ１の出力を遮断するマスク用のゲート回路Ｇ１と、該ゲート回路Ｇ１によりコンパレータＣＭＰ１の出力をマスクする時間を設定するタイマ回路ＴＭＲと、ゲート回路Ｇ１を通過したコンパレータＣＭＰ１の出力がハイレベルに変化した場合にそれをラッチするラッチ回路ＬＡＴとを備える。
ラッチ回路ＬＡＴの出力はクロック発生回路３１や図示しない内部電源回路などに供給されるように構成されており、上記コンパレータＣＭＰ１が出力の過電圧状態を検出し、ラッチ回路ＬＡＴの出力がハイレベルに変化すると当該制御用ＩＣ１３の内部回路の動作が停止され、過電圧保護状態となる。この過電圧保護状態は、電源制御用ＩＣ１３が再起動されてラッチ回路ＬＡＴがリセットされるまで維持される。
【００２７】
電流検出回路３４は、サンプリング容量Ｃｓ１に取り込まれた電流検出端子ＣＳの入力電圧に対応する電圧を反転する反転増幅回路ＡＭＰ１と、該反転増幅回路ＡＭＰ１の出力と可変電圧源ＶＳの電圧Ｖref2とを比較するコンパレータＣＭＰ２とにより構成され、ＰＷＭパルス生成回路３５はクロック発生回路３１からのクロックＣＫによってセット（ＯＮ）され上記コンパレータＣＭＰ２の出力によってリセット（ＯＦＦ）されるＲＳフリップフロップＦＦ１などから構成される。ＲＳフリップフロップＦＦ１の出力がＰＷＭパルスとして図示しないドライバに供給されて、スイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ駆動信号ON/OFFが生成され出力される。可変電圧源ＶＳの電圧Ｖref2は、フォトカプラの受光用トランジスタ１５ｂにより受信したフィードバック電圧に応じて変化される電圧であり、可変電圧源ＶＳは例えばフィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBと所定の参照電圧との電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプなどにより構成することができる。
【００２８】
過電流検出回路３６は、上記反転増幅回路ＡＭＰ１の出力と過電流の判定レベルを与える所定の参照電圧Ｖref3とを比較するコンパレータＣＭＰ３により構成され、反転増幅回路ＡＭＰ１の出力が参照電圧Ｖref3よりも低くなるとその出力がハイレベルに変化して、ＰＷＭパルス生成回路３５のＲＳフリップフロップＦＦ１をリセットする。これにより、ＰＷＭパルスが強制的にロウレベルに変化されてスイッチングトランジスタＳＷをオフさせ、一次側巻線Ｎｐに流れる電流が遮断され、過電流保護機能が働くようになっている。
【００２９】
上記のように、本実施形態においては、電源制御用ＩＣ１３が１つの端子（電流検出端子ＣＳ）の電圧に基づいて、ＰＷＭ制御と過電圧保護機能と過電流保護機能の３つの機能が実行するようにしており、従来方式に比べて電源制御用ＩＣ１３に必要な外部端子数を減らし、チップサイズの低減を可能にすることができる。
なお、後に改めて説明するが、本実施形態の直流電源装置は、負荷が比較的軽い時はＰＷＭパルスのパルス幅を負荷に応じて変化させて出力電圧を一定に維持する不連続モードで動作し、負荷が比較的重い時は電流ピーク値を負荷に応じて変化させて出力電圧を一定に維持する不連続モードで動作するように電源制御用ＩＣ１３が構成されている。
【００３０】
次に、上記電源制御用ＩＣ１３の動作について図３のタイミングチャートを用いて説明する。
図３において、（Ａ）は電流検出端子ＣＳに入力される電圧Ｖｃｓの変化を示す。この電圧Ｖｃｓは、補助巻線Ｎｂの端子（ノードＢ）の電圧を抵抗Ｒｂ，Ｒｃで分圧したものに、電流センス抵抗Ｒａにより電流―電圧変換された電圧Ｖｄ（ノードＮ１の電位）を合成した電圧に相当し、ノードＢの電圧波形は二次側巻線Ｎｓの端子（ノードＡ）の電圧波形に相似している。
【００３１】
この実施例の電源制御用ＩＣ１３は、一次側巻線Ｎｐおよび補助巻線Ｎｂに電流が流されて電圧Ｖｃｓが接地電位ＧＮＤよりも低くなっている期間Ｔ１において、ＰＷＭパルス生成回路３５のコンパレータＣＭＰ２によりＰＷＭ制御のための電流検出を行い、電圧Ｖｃｓのリンギングが収束した後の平坦な部分（期間Ｔ２）において、過電圧検出回路３３のコンパレータＣＭＰ１により過電圧検出を行うものである。
【００３２】
具体的には、タイミングｔ１で、クロックＣＫによってスイッチＳ１〜Ｓ３がオンされ、クロック／ＣＫによってスイッチＳ４がオフされる。また、このタイミングでＰＷＭパルス生成回路３５のフリップフロップＦＦ１がセットされ、ＰＷＭパルスがハイレベルに変化することで、スイッチングトランジスタＳＷがオンされ、一次側巻線Ｎｐに電流が流されて電圧Ｖｃｓが変化し始める。
【００３３】
また、スイッチＳ１〜Ｓ３がオンされている間に、サンプリング容量Ｃｓ１には抵抗Ｒ１とＲ２の接続ノードＮ２の電位であるＶref1−Ｖｊが取り込まれ、サンプリング容量Ｃｓ２には基準電圧Ｖref1が取り込まれる。その後、タイミングｔ２でスイッチＳ１〜Ｓ３がオフされ、スイッチＳ４がオンされると、サンプリング容量Ｃｓ１の充電電圧は電流検出端子ＣＳの入力電圧Ｖｃｓ分だけ変化する。つまり、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子には電圧Ｖｃｓを（Ｖref1−Ｖｊ）だけレベルシフトした電圧Ｖｃｓ’が入力される。
【００３４】
上記期間Ｔ１においては、このレベルシフトした電圧Ｖｃｓ’をＰＷＭパルス生成回路３５の反転増幅回路ＡＭＰ１により反転増幅し、コンパレータＣＭＰ２によって参照電圧Ｖref2と比較する。そして、Ｖｃｓ’がＶref2に達するとコンパレータＣＭＰ２の出力がハイレベルに変化し、フリップフロップＦＦ１がリセットされ、ＰＷＭパルスがロウレベルに変化することで、スイッチングトランジスタＳＷがオフされ、一次側巻線Ｎｐの電流が遮断される。このとき、参照電圧Ｖref2がフィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBによって変化されるため、二次側からのフィードバック電圧に応じてＰＷＭパルスのパルス幅が制御され、出力電圧が一定になるように一次側の電流制御が行われることとなる。
【００３５】
なお、この実施例では、反転増幅回路ＡＭＰ１に電圧Ｖｃｓをレベルシフトした電圧Ｖｃｓ’が入力されるため、参照電圧Ｖref2もそれを考慮して、レベルシフトしない電圧が入力されるとした場合の参照電圧からずらした値に設定される。図３（Ａ）のＶref2’は、Ｖref2に対応するもので、電流検出端子ＣＳの入力電圧Ｖｃｓに対するＰＷＭコンパレータＣＭＰ２の仮想的な参照電圧を示している。また、期間Ｔ１において、電流検出端子ＣＳの入力電圧Ｖｃｓが絶対的なレベルであるＶref3’を下回ると、過電流検出回路３６のコンパレータＣＭＰ３によって検出され、ＰＷＭパルスが強制的にロウレベルに変化されて、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせる。図３（Ａ）のＶref3’は、電圧Ｖｃｓをレベルシフトした電圧Ｖｃｓ’が入力されることを考慮した、コンパレータＣＭＰ３のＶref3に対応する仮想的な電位である。
【００３６】
この実施例では、電流検出端子ＣＳの入力電圧ＶｃｓがＶref2’まで下がりＰＷＭコンパレータＣＭＰ２の出力がハイレベルに変化するとタイマ回路ＴＭＲが起動される（タイミングｔ３）。そして、所定時間経過するとタイマがタイムアップして、タイマ回路ＴＭＲの出力がハイレベルに変化（タイミングｔ４）し、マスク回路としてのＡＮＤゲートＧ１が開かれてコンパレータＣＭＰ１の出力が通過可能とされる。タイマ回路ＴＭＲはクロックＣＫによってリセットされる。つまりＣＫの立ち上がるタイミングｔ５までの期間Ｔ２においては、コンパレータＣＭＰ１の出力がＡＮＤゲートＧ１を通過可能とされる。
【００３７】
この期間Ｔ２は、図３（Ａ）に示すように、電流検出端子ＣＳの入力電圧Ｖｃｓの平坦な期間である。この実施例の過電圧検出回路３３は、期間Ｔ２において、コンパレータＣＭＰ１によって、基準電圧Ｖref1と、電流検出端子ＣＳの入力電圧Ｖｃｓを（Ｖref1−Ｖｊ）シフトした電位とを比較、つまりＶｃｓとＶｊとを比較する。そして、Ｖｃｓが予め設定した判定電圧Ｖｊよりも大きくなった場合には、コンパレータＣＭＰ１の出力がハイレベルに変化して、それがラッチ回路ＬＡＴにラッチされ、電源制御用ＩＣ１３の内部回路（クロック発生回路を含む）の動作が停止されることとなる。
【００３８】
上記のように、本実施例の電源制御用ＩＣ１３においては、１つの端子（電流検出端子ＣＳ）の電圧に基づいて、ＰＷＭ制御と過電圧保護機能と過電流保護機能の３つの機能を実現可能な構成を備えており、従来方式に比べて電源制御用ＩＣ１３に必要な外部端子数を減らし、チップサイズの低減が可能となるという利点がある。
【００３９】
なお、図３（Ａ）に示す電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓの波形は、連続モードの波形である。本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、負荷が比較的軽い時は図４（Ｃ）に破線で示すように一次側巻線に流れる電流の波形は三角波となり、ＰＷＭパルスは負荷に応じてパルス幅が変化して出力電圧を一定に維持する不連続モードで動作する。一方、負荷が比較的重い時は一次側巻線に流れる電流の波形は図４（Ｂ）に実線で示すようなパルス幅が一定の台形波となり、電流ピーク値が負荷に応じて変化して出力電圧を一定に維持する不連続モードで動作する。
【００４０】
ところで、図１に示す実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、入力交流電圧ＡＣが例えば８０Ｖ〜２６０Ｖのような比較的広い範囲の電圧に対して動作可能であるように構成することができる。しかし、上記実施例の電源制御用ＩＣ１３のように、１つの端子（電流検出端子ＣＳ）の電圧に基づいて、ＰＷＭ制御と過電圧保護機能と過電流保護機能の３つの機能を実現可能な構成にした場合、何ら対策をしないと、二次側巻線Ｎｓの端子（ノードＡ）の電圧および補助巻線Ｎｂの端子（ノードＢ）の電圧は、入力交流電圧ＡＣの大きさによって大きく変動する。そのため、例えば入力交流電圧が１００Ｖの場合に出力電流が７Ａに達したら電流を制限するように過電流保護回路を設計したとすると、入力交流電圧が２３０Ｖの場合には出力電流が１０Ａに達したときに過電流保護回路が働いて電流を制限するというように、過電流保護機能が働く際の出力電流値が入力交流電圧ＡＣの大きさによって変化してしまうという望ましくない動作をするおそれがある。
【００４１】
そこで、本実施例のＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、電流センス抵抗Ｒａと電流検出端子ＣＳとの間に抵抗Ｒｂを設け、Ｒｂの抵抗値と補助巻線Ｎｂの端子（ノードＢ）と電流検出端子ＣＳとの間に抵抗Ｒｃの抵抗値を、以下のように設定することによって、入力交流電圧ＡＣの大きさが変わっても、出力電流がほぼ同一の電流値（例えば７Ａ）に達したときに過電流保護回路が働いて電流を制限できるようにした。以下、そのような制御を可能にする抵抗ＲｂとＲｃの抵抗値の設定の仕方について説明する。
【００４２】
なお、その前提として、必要なファクターを以下の様に定める。
Ｖinac：ＡＣ入力電圧、 Ｖｏ：２次側出力電圧、 Ｉｏ：２次側定格出力電流、
Ioocp：過電流保護動作時における２次側出力電流、
Ｖｆ：２次側ダイオードＤ２のＶF、 η：効率、
ｆosc：スイッチング周波数（＝クロックＣＫの周波数）、
Ｖthocp：電源制御用ＩＣの過電流保護スレッシホールド電圧、
Ｖthovp：電流検出端子ＣＳの過電圧検出スレッシホールド電圧、
Ｉpr：定格負荷時トランス１次側ピーク電流、
Ｉpocp：過電流保護動作時における１次側ピーク電流、
Ｖｂoff：トランス補助巻線の１次側のスイッチオフ時の電圧、
Ｌｐ：トランス1次巻線インダクタンス、
Ｎｐ：トランスの１次側巻数、
Ｎｓ：トランスの２次側巻数、
ＲA：電流センス抵抗Ｒａの抵抗値、ＲB：抵抗Ｒａと直列の抵抗Ｒｂの抵抗値、ＲC：補助巻線Ｎｂの端子（ノードＢ）と電流検出端子ＣＳとの間の抵抗Ｒｃの抵抗値。
【００４３】
抵抗ＲｂとＲｃの抵抗値を決定するにあたって、先ず過電流保護動作点におけるトランス１次側のピーク電流Ｉpocpを、次式（１）を用いて求める。
【数１】
なお、連続モードにおける１次側巻線に流れる電流の波形を示すと図４（Ｂ）のようになる。式（１）における第１項すなわち左側の項は図４（Ｂ）の台形状の電流波形の平均電流（傾斜部の中点の電流）Ｉ１、式（１）における第２項すなわち右側の項は図４（Ｂ）の台形状の傾斜部の中点からピークまでの電流Ｉ２である。また、式（１）において、「Ｄ」は連続モードでのＰＷＭパルスのデューティ比（一定）であり、次式（２）で表わされる。
【数２】
【００４４】
次に、電流センス抵抗Ｒａの抵抗値ＲAを求める。ＲAは、電源制御用ＩＣの過電流保護スレッシホールド電圧Ｖthocpと、式（１）で表わされる過電流保護動作時における１次側ピーク電流Ｉpocpとから、次式（３）で求めることができる。
【数３】
次に、抵抗ＲｂとＲｃの抵抗値ＲBとＲCを決定する。ここで、ＲB値は任意であるが、低過ぎると消費電力が増え、高過ぎると外来ノイズの影響を受け易くなる。そこで、ＲBの値は数百〜１０ｋΩ程度に設定することとした。そして、ＲBの値を決定したら、抵抗Ｒｃの抵抗値ＲCを、抵抗比ＲC／ＲBを表す次式（４）を用いて設定する。
【数４】
【００４５】
本実施例においては、この式（４）は以下のようにして導いた。
まず、通常動作時かつ1次側スイッチングトランジスタＳＷのオフ期間における電源制御用ＩＣの電流検出端子ＣＳの電圧をＶcsoffとおくと、ＳＷのオフ期間にはＳＷに電流が流れないので、電流センス抵抗Ｒａに流れる電流は０となる。従って、このＳＷオフ期間におけるトランス補助巻線の端子電圧（ノードＢの電圧）をＶｂoffとおくと、ＳＷオフ期間の電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsoffは、次式（５）で表わされる。
【数５】
【００４６】
ここで、抵抗Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃの抵抗値ＲA，ＲB，ＲCを、ＲA≪ＲB，ＲA≪ＲCの関係となる、つまり抵抗値ＲAが抵抗値ＲB，ＲCに比べて充分に小さくなるように設定したとすると、上記式（５）は次式（５）’のようになる。
【数６】
【００４７】
一方、電流検出端子ＣＳの過電圧検出スレッシホールド電圧Ｖthovpに対する設定率（余裕度）をＫとおくと、ＳＷオフ期間の電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsoffは、次式（６）
Ｖcsoff＝Ｖthovp×Ｋ ・・・（６）
で表わすことができるので、式（５）’の左側の項を式（６）に置き換えると、次式（７）のようになる。
【数７】
【００４８】
そして、上記式（７）を変形すると、前記式（４）が得られる。
【数８】
本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、上記のようにして、抵抗Ｒａ〜Ｒｃの抵抗値ＲA，ＲB，ＲCを決定するようにしたことによって、入力交流電圧ＡＣの大きさが変わっても、過電流保護機能が働く際の出力電流値をほぼ一定（例えば７Ａ）することができるようになる。
【００４９】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、フォトカプラを介して２次側の検出回路から一次側の電源制御用ＩＣ１３へ出力電圧に比例したフィードバック信号を伝達するようにしているが、負荷が定電流駆動のものであるような場合には、２次側に出力電流を検出する回路を設け、一次側の電源制御用ＩＣ１３へフォトカプラを介して出力電流に比例した信号を伝達するように構成しても良い。
【００５０】
また、前記実施形態では、トランスの一次側巻線に間歇的に電流を流すスイッチングトランジスタＳＷを、電源制御用ＩＣ１３とは別個の素子としているが、このスイッチングトランジスタＳＷを電源制御用ＩＣ１３に取り込んで、１つの半導体集積回路として構成してもよい。
【符号の説明】
【００５１】
１２ ダイオード・ブリッジ回路（整流回路）
１３ 電源制御回路（電源制御用ＩＣ）
１４ 二次側検出回路（検出用ＩＣ）
１５ａ フォトカプラの発光側ダイオード
１５b フォトカプラの受光側トランジスタ
３１ クロック発生回路
３２ サンプリング回路
３３ 過電圧検出回路
３４ 電流検出回路
３５ ＰＷＭパルス生成回路
３６ 過電流検出回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
補助巻線を有する電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、電流検出用の第１端子とフィードバック用の第２端子とを備え前記トランスの二次側からの出力検出電圧がフォトカプラを介して前記第２端子にフィードバックされることで前記スイッチング素子をＰＷＭ制御パルスでオン、オフ制御する電源制御用半導体集積回路とを有する絶縁型直流電源装置であって、
前記スイッチング素子と直列に接続され前記トランスの一次側巻線に流れる電流を検出するための第１の抵抗と、
前記第１の抵抗の端子と前記第１端子との間に接続された第２の抵抗と、
前記補助巻線の端子と前記第１端子との間に接続された第３の抵抗と、
を備え、
前記電源制御用半導体集積回路は、
前記第１の抵抗により電流−電圧変換された電圧に基づいて前記トランスの一次側巻線に流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記第１端子に接続されたサンプリング回路と、該サンプリング回路により前記第１端子の電位が平坦である期間にサンプリングされた電圧と所定の基準電圧とを比較して過電圧状態が発生しているか判定するコンパレータと、を有する過電圧検出回路と、
を備え、前記過電圧検出回路が、前記トランスの一次側の電圧に基づいて出力の過電圧状態を検出した場合に、前記スイッチング素子の駆動制御を停止するように構成されていることを特徴とする絶縁型直流電源装置。
【請求項２】
前記第２の抵抗は、前記スイッチング素子と前記第１端子との間に前記第１の抵抗と直列形態に接続され、前記第１端子の入力電圧に対応した電圧が前記電流検出回路に入力され、前記第１端子が前記過電圧検出のための端子と前記電流検出のための端子を兼用するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型直流電源装置。
【請求項３】
前記電源制御用半導体集積回路は前記第１端子の電位に基づいて出力の過電流状態が発生しているか検出し過電流状態を検出した場合に前記トランスの一次側巻線に流れる電流を制限する過電流保護回路を備える場合に、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の抵抗比が所定の比に設定されることで、入力交流電圧が異なる場合での前記過電流検出時の出力電流値の差が小さくなるように構成されていることを特徴とする請求項２に記載の絶縁型直流電源装置。
【請求項４】
前記第２の抵抗の抵抗値は数百〜数１０ｋΩであり、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の抵抗比は、過電流保護動作時における１次側ピーク電流をＩpocp、前記第１端子の過電流検出スレッシホールド電圧をＶthocp、前記第１端子の過電圧検出スレッシホールド電圧をＶthovp、前記補助巻線の１次側のスイッチオフ時の電圧をＶｂoff、過電圧検出の際の余裕度を「Ｋ」、前記第１の抵抗の抵抗値をＲA、前記第２の抵抗の抵抗値をＲB、前記第３の抵抗の抵抗値をＲCとおいたとき、ＲA≪ＲB，ＲA≪ＲCの関係を有し、ＲAは次式
ＲA＝Ｖthocp／Ｉpocp
に従って、また、ＲB，ＲCは次式
ＲC／ＲB＝（Ｖｂoff／Ｖthovp×Ｋ）−１
に従って設定されていることを特徴とする請求項３に記載の絶縁型直流電源装置。
【請求項５】
前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の抵抗比を与える前記式中の余裕度「Ｋ」は、０．７〜０．９の範囲であることを特徴とする請求項４に記載の絶縁型直流電源装置。
【請求項６】
前記サンプリング回路は、
所定の基準電圧を取り込んで保持する第１のサンプリング容量と、前記基準電圧よりも過電圧判定レベルに相当する電圧分低い電圧を取り込んで保持する第２のサンプリング容量とを備え、
第１のタイミングで前記第１のサンプリング容量および第２のサンプリング容量に前記基準電圧および該基準電圧よりも過電圧判定レベルに相当する電圧分低い電圧をサンプリングし、
第２のタイミングで前記第１のサンプリング容量に保持した電圧と、前期第２のサンプリング容量に保持した電圧に電流検出端子の電圧を加算した電圧を前記コンパレータによって比較するように構成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の絶縁型直流電源装置。
【請求項１】
補助巻線を有する電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、電流検出用の第１端子とフィードバック用の第２端子とを備え前記トランスの二次側からの出力検出電圧がフォトカプラを介して前記第２端子にフィードバックされることで前記スイッチング素子をＰＷＭ制御パルスでオン、オフ制御する電源制御用半導体集積回路とを有する絶縁型直流電源装置であって、
前記スイッチング素子と直列に接続され前記トランスの一次側巻線に流れる電流を検出するための第１の抵抗と、
前記第１の抵抗の端子と前記第１端子との間に接続された第２の抵抗と、
前記補助巻線の端子と前記第１端子との間に接続された第３の抵抗と、
を備え、
前記電源制御用半導体集積回路は、
前記第１の抵抗により電流−電圧変換された電圧に基づいて前記トランスの一次側巻線に流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記第１端子に接続されたサンプリング回路と、該サンプリング回路により前記第１端子の電位が平坦である期間にサンプリングされた電圧と所定の基準電圧とを比較して過電圧状態が発生しているか判定するコンパレータと、を有する過電圧検出回路と、
を備え、前記過電圧検出回路が、前記トランスの一次側の電圧に基づいて出力の過電圧状態を検出した場合に、前記スイッチング素子の駆動制御を停止するように構成されていることを特徴とする絶縁型直流電源装置。
【請求項２】
前記第２の抵抗は、前記スイッチング素子と前記第１端子との間に前記第１の抵抗と直列形態に接続され、前記第１端子の入力電圧に対応した電圧が前記電流検出回路に入力され、前記第１端子が前記過電圧検出のための端子と前記電流検出のための端子を兼用するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型直流電源装置。
【請求項３】
前記電源制御用半導体集積回路は前記第１端子の電位に基づいて出力の過電流状態が発生しているか検出し過電流状態を検出した場合に前記トランスの一次側巻線に流れる電流を制限する過電流保護回路を備える場合に、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の抵抗比が所定の比に設定されることで、入力交流電圧が異なる場合での前記過電流検出時の出力電流値の差が小さくなるように構成されていることを特徴とする請求項２に記載の絶縁型直流電源装置。
【請求項４】
前記第２の抵抗の抵抗値は数百〜数１０ｋΩであり、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の抵抗比は、過電流保護動作時における１次側ピーク電流をＩpocp、前記第１端子の過電流検出スレッシホールド電圧をＶthocp、前記第１端子の過電圧検出スレッシホールド電圧をＶthovp、前記補助巻線の１次側のスイッチオフ時の電圧をＶｂoff、過電圧検出の際の余裕度を「Ｋ」、前記第１の抵抗の抵抗値をＲA、前記第２の抵抗の抵抗値をＲB、前記第３の抵抗の抵抗値をＲCとおいたとき、ＲA≪ＲB，ＲA≪ＲCの関係を有し、ＲAは次式
ＲA＝Ｖthocp／Ｉpocp
に従って、また、ＲB，ＲCは次式
ＲC／ＲB＝（Ｖｂoff／Ｖthovp×Ｋ）−１
に従って設定されていることを特徴とする請求項３に記載の絶縁型直流電源装置。
【請求項５】
前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の抵抗比を与える前記式中の余裕度「Ｋ」は、０．７〜０．９の範囲であることを特徴とする請求項４に記載の絶縁型直流電源装置。
【請求項６】
前記サンプリング回路は、
所定の基準電圧を取り込んで保持する第１のサンプリング容量と、前記基準電圧よりも過電圧判定レベルに相当する電圧分低い電圧を取り込んで保持する第２のサンプリング容量とを備え、
第１のタイミングで前記第１のサンプリング容量および第２のサンプリング容量に前記基準電圧および該基準電圧よりも過電圧判定レベルに相当する電圧分低い電圧をサンプリングし、
第２のタイミングで前記第１のサンプリング容量に保持した電圧と、前期第２のサンプリング容量に保持した電圧に電流検出端子の電圧を加算した電圧を前記コンパレータによって比較するように構成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の絶縁型直流電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１２−１２５０８４（Ｐ２０１２−１２５０８４Ａ）
【公開日】平成２４年６月２８日（２０１２．６．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２７５２３１（Ｐ２０１０−２７５２３１）
【出願日】平成２２年１２月１０日（２０１０．１２．１０）
【出願人】（０００００６２２０）ミツミ電機株式会社 (1,651)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年６月２８日（２０１２．６．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１２月１０日（２０１０．１２．１０）
【出願人】（０００００６２２０）ミツミ電機株式会社 (1,651)
【Ｆターム（参考）】
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