電力変換装置
【課題】系統電源に流れる高調波電流を簡単な構成で低減でき、安価で高効率な電解コンデンサレスの電力変換装置を提供する。
【解決手段】直流側にコンデンサＣｏが接続され、交流側に三相系統４が接続され、直流側と交流側との間で電力を変換する三相インバータ２と、交流側で三相インバータ２に接続され、三相インバータ２の動作により発生する高調波電流による瞬時無効電力を補償して三相系統４の系統電流を正弦波状とする瞬時無効電力補償装置３とを有する。
【解決手段】直流側にコンデンサＣｏが接続され、交流側に三相系統４が接続され、直流側と交流側との間で電力を変換する三相インバータ２と、交流側で三相インバータ２に接続され、三相インバータ２の動作により発生する高調波電流による瞬時無効電力を補償して三相系統４の系統電流を正弦波状とする瞬時無効電力補償装置３とを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、系統電源の高調波電流を低減して力率を高効率で改善する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、系統電源の高調波電流を低減しつつ高効率化を図る電力変換装置として、図１２に示す電力変換装置が知られている（非特許文献１）。この電力変換装置は、図１２に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換を行う三相直列多重ハイブリッド変換器であり、直流電源Ｅｄの直流電力を交流電力に変換して三相系統に供給する。
【０００３】
三相直列多重ハイブリッド変換器は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の６つの大容量ＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）素子ＴＨ１〜ＴＨ６で構成されるＧＴＯ変換器２１と、高速動作により高調波電流を低減するＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子Ｑ１〜Ｑ１２で構成されるＩＧＢＴ変換器２２とを、変圧器２３，２４を用いて直列多重化して三相系統に接続している。
【０００４】
ＧＴＯ変換器２１は、図１３（ｂ）に示すように、方形波電圧ＶGTOu（Ｕ相のみを示す。）を出力し、出力電圧基本波成分のベース分を変圧器２４に供給する。ＩＧＢＴ変換器２２は、図１３（ｃ）のＶ＊IGBTu（ｕ相のみを示す）に示すように、ＩＧＢＴの高速スイッチング特性を活かしてＰＷＭスイッチングを行う。ＩＧＢＴ変換器２２は、出力電圧基本波の追加成分を分担すると同時に、ＧＴＯ変換器２１が出力する高調波電流を相殺する電圧をも出力する。
【０００５】
より具体的に説明すると、まず、Ｕ相出力電圧指令Ｖｕ＊を、図１３（ａ）に示すように正弦波と仮定する。このＵ相出力電圧指令Ｖｕ＊に対して、ＧＴＯ変換器２１は、Ｕ相出力電圧指令Ｖｕ＊と基本波が同位相の方形波電圧ＶGTOuを出力する。Ｕ相出力電圧指令Ｖｕ＊とＧＴＯ変換器２１の方形波電圧ＶGTOuとの差をＩＧＢＴ変換器２２のＰＷＭ用指令信号Ｖ＊IGBTuとする。
【０００６】
ＩＧＢＴ変換器２２は、ＰＷＭ用指令信号Ｖ＊IGBTuを、図１４に示すように、正及び負にバイアスされた２つの三角搬送波信号Ｔｒｉ１，Ｔｒｉ２と比較することにより、パルス信号を生成し、このパルス信号によりＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ１２のＰＷＭ制御を行う。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】李東昇，福田昭治，久保佑允，北野正之，「三相直列多重ハイブリッド変換器」，電気学会論文Ｄ，１２４巻５号，ｐｐ５０３−５０９，２００４年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、従来の電力変換装置では、ＩＧＢＴ変換器２２に電解コンデンサからなる直流コンデンサＣ１１，Ｃ１２を用いていたが、電解コンデンサは寿命に問題がある。このため、電解コンデンサレスが望まれていた。
【０００９】
また、ＧＴＯ変換器２１とＩＧＢＴ変換器２２とを接続するために変圧器２３，２４が用いられており、変圧器２３，２４のコストや大きさが大きくなってしまう。さらに、ＩＧＢＴ変換器２２のＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ１２をＰＷＭ制御するために、効率を上げることは難しい。
【００１０】
また、系統電源から直流電源を得るＡＣ−ＤＣ変換の一般的な方法としてダイオードを用いた整流器がある。ダイオード整流器は、直流側に直流電圧変動を抑制するための大容量の平滑コンデンサ（一般的に電解コンデンサ）が使用される。このような構成でＡＣ−ＤＣ変換を行う場合、交流側の電流はパルス状になり、大きな高調波電流が系統電源に流れることになる。この高調波電流を抑制するための簡単な方法は、リアクトルをダイオード整流器に直列に接続することであるが、大幅な高調波電流の低減は期待できない。
【００１１】
このため、ＡＣ−ＤＣ変換にスイッチング素子を用い、高周波スイッチングして系統電源に流れる電流を正弦波状にする方法（例えば、ＰＷＭコンバータ）が知られている。しかしながら、スイッチング素子はダイオードに比べて高価であり、また、ＰＷＭ制御するために、効率を上げることは難しい。
【００１２】
本発明の課題は、系統電源に流れる高調波電流を簡単な構成で低減でき、安価で高効率な電解コンデンサレスの電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、第１直流側に第１コンデンサが接続され、第１交流側に三相系統が接続され、第１直流側と第１交流側との間で電力を変換する電力変換部と、第１交流側で電力変換部に接続され、電力変換部の動作により発生する高調波電流による瞬時無効電力を補償して三相系統の系統電流を正弦波状とする瞬時無効電力補償部とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力が電力変換部の動作により発生するが、この高調波電流による瞬時無効電力を瞬時無効電力補償部が補償するので、三相系統の系統電流を正弦波状にでき、高調波電流を低減することができ、効率を向上させることができる。また、電力変換部及び瞬時無効電力補償部の第１コンデンサ及び第２コンデンサは、エネルギーを蓄積する目的のコンデンサではないので、電解コンデンサレスにでき、電解コンデンサレスの電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例１に係る電力変換装置の各部の動作を説明するタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施例２に係る電力変換装置の各部の動作を説明するタイミングチャートである。
【図５】本発明の実施例３に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施例３に係る電力変換装置の各部の動作を説明するタイミングチャートである。
【図７】本発明の実施例４に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施例４に係る電力変換装置の各スイッチの動作を説明するタイミングチャートである。
【図９】本発明の実施例４に係る電力変換装置の各部の動作を説明するタイミングチャートである。
【図１０】本発明の実施例５に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施例６に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】従来の電力変換装置の一例を示す構成図である。
【図１３】従来の電力変換装置の出力指令値とＧＴＯ変換器の出力電圧とＩＧＢＴ変換器の指令値を示す図である。
【図１４】従来の電力変換装置のＩＧＢＴ変換器のＰＷＭ制御法を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態の電力変換装置のいくつかを図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００１７】
図１は本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図１に示す電力変換装置は、昇圧コンバータ１（直流電源）、コンデンサＣｏ（第１コンデンサ）、昇圧コンバータ１及びコンデンサＣｏと三相系統４とに接続される三相インバータ２（三相ブリッジ構成の第１スイッチング回路）、三相系統４及び三相インバータ２に接続される瞬時無効電力補償装置３（瞬時無効電力補償部）を有している。昇圧コンバータ１とコンデンサＣｏと三相インバータ２とは、電解コンデンサレスインバータを構成する。
【００１８】
昇圧コンバータ１は、太陽電池（ＰＶ）又は燃料電池（ＦＣ）等の直流源Ｖｏの直流電圧を昇圧リアクトルＬｄとＭＯＳＦＥＴなどからなるスイッチング素子ＳdL，ＳdHとで昇圧して、昇圧された直流電圧Ｖｄを三相インバータ２に供給する。なお、スイッチング素子ＳdHをダイオードに置き換えることもできる。
【００１９】
三相インバータ２は、周知の三相ブリッジ構成のインバータ回路を形成する６つのスイッチング素子ＳuH,ＳuL,ＳvH,ＳvL,ＳwH,ＳwLとを有する。スイッチング素子ＳuHとスイッチング素子ＳuLとの接続点（Ｕ相第１交流側）は三相系統４のｕ相に接続され、スイッチング素子ＳvHとスイッチング素子ＳvLとの接続点（Ｖ相第１交流側）は三相系統４のｖ相に接続され、スイッチング素子ＳwHとスイッチング素子ＳwLとの接続点（Ｗ相第１交流側）は三相系統４のｗ相に接続されている。
【００２０】
スイッチング素子ＳuH,ＳuLの直列回路と、スイッチング素子ＳvH,ＳvLの直列回路と、スイッチング素子ＳwH,ＳwLの直列回路とが並列に接続されて直流側（第１直流側）を形成し、昇圧コンバータ１及びコンデンサＣｏに接続されている。
【００２１】
三相インバータ２は、昇圧コンバータ１からの直流電力を、各々のスイッチング素子ＳuH,ＳuL,ＳvH,ＳvL,ＳwH,ＳwLが三相系統電圧ＶＳに同期して１２０度期間導通するスイッチング動作（三相１２０度通電方式のスイッチング動作）により三相系統４に交流電力を供給する。各々のスイッチング素子ＳuH,ＳuL,ＳvH,ＳvL,ＳwH,ＳwLは、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴなどからなる。
【００２２】
三相インバータ２は、三相系統４に供給する有効電力を一定とするために、三相インバータ２の直流側コンデンサであるコンデンサＣｏとして、電解コンデンサではなく、小容量のフィルムコンデンサを用いている。コンデンサＣｏは、サージ電圧を吸収するものであり、エネルギー蓄積要素ではない。
【００２３】
瞬時無効電力補償装置３は、三相系統４側で三相インバータ２と並列に接続され、コンデンサＣ１（第２コンデンサ）と周知の三相ブリッジ構成の第２スイッチング回路を形成する６つのスイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2と３つのリアクトルＬu，Ｌv，Ｌw（第１リアクトル）とを有している。
【００２４】
スイッチング素子Ｓu1とスイッチング素子Ｓu2との接続点（Ｕ相第２交流側）は、リアクトルＬuの一端に接続され、リアクトルＬuの他端は三相系統４のｕ相に接続されている。スイッチング素子Ｓv1とスイッチング素子Ｓv2との接続点（Ｖ相第２交流側）はリアクトルＬvの一端に接続され、リアクトルＬvの他端は三相系統４のｖ相に接続されている。スイッチング素子Ｓw1とスイッチング素子Ｓw2との接続点（Ｗ相第２交流側）は、リアクトルＬwの一端に接続され、リアクトルＬwの他端は三相系統４のｗ相に接続されている。
【００２５】
スイッチング素子Ｓu1,Ｓu2の直列回路と、スイッチング素子Ｓv1,Ｓv2の直列回路と、スイッチング素子Ｓw1,Ｓw2の直列回路とが並列に接続されて直流側（第２直流側）を形成し、コンデンサＣ１に接続されている。
【００２６】
瞬時無効電力補償装置３は、各々のスイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2を高速スイッチングさせることにより、三相インバータ２のスイッチング動作により発生する瞬時無効電力、即ち高調波電流を補償する。各々のスイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2は、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴなどからなる。瞬時無効電力補償装置３の直流側コンデンサであるコンデンサＣ１は、エネルギー蓄積が目的ではないので、小容量のフィルムコンデンサなどを用いている。
【００２７】
次にこのように構成された実施例１の電力変換装置の動作を図２を参照しながら詳細に説明する。図２では、ｕ相のみを示している。まず、三相インバータ２は、６つのスイッチング素子ＳuH,ＳuL,ＳvH,ＳvL,ＳwH,ＳwLのうち、相電圧が最大となる相の上側スイッチング素子（上アーム）と相電圧が最小の相の下側スイッチング素子（下アーム）とをオンさせる。その結果、コンデンサＣｏは、三相系統電圧ＶＳの線間電圧最大値が現われ、図２の電圧Ｖｄのような三相ブリッジ構成の整流回路の整流波形になる。
【００２８】
このとき、昇圧コンバータ１が一定電力Ｐを伝達しているとすると、三相インバータ２の直流側には、Ｐ／Ｖｄの電流が流れ込み、交流側から三相系統４に流出する。従って、三相インバータ２のＵ相電流ｉIuは、図２に示すように、基本波力率１の方形波電流になる。三相インバータ２の瞬時有効電力は、Ｐ一定であるので、Ｕ相電流ｉIuの高調波成分は全て瞬時無効電力である。即ち、Ｕ相電流ｉIuは、瞬時有効電力になる基本波電流ｉIfと瞬時無効電力になる高調波電流ｉIhとの合成である。
【００２９】
瞬時無効電力補償装置３は、図２に示すように、高調波電流ｉIhとは逆位相の補償電流ｉCuを三相系統４に注入することによりＵ相電流ｉIuの高調波電流ｉIhを補償する。その結果、三相系統４のＵ相系統電流ｉSuは、力率１の正弦波状になる。
【００３０】
このとき、補償電流ｉCuの最大値はｉSuの１／２であり、通常のＰＷＭインバータに比較して、リアクトルＬu，Ｌv，Ｌwの蓄積エネルギーは１／４でよく、リアクトルＬu，Ｌv，Ｌwの小型化及び軽量化が図れる。また、瞬時無効電力補償装置３のスイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2には、三相インバータ２に比較して、小容量のＭＯＳＦＥＴを使用できるため、スイッチング損失を低減できる。
【００３１】
なお、一般的に高調波電流は、瞬時有効電力成分と瞬時無効電力成分との両方を含むため、一般的な高調波抑制装置ではエネルギー蓄積要素が必要である。
【００３２】
これに対して、実施例１の電力変換装置では、電解コンデンサレスインバータの高調波電流は、全て瞬時無効電力であるため、その高調波抑制には原理的にエネルギー蓄積要素を必要としない。従って、三相インバータ２の直流側コンデンサであるコンデンサＣｏ、瞬時無効電力補償装置３の直流側コンデンサであるコンデンサＣ１は、エネルギーを蓄積する必要がない。
【００３３】
このように、実施例１の電力変換装置によれば、基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力が三相インバータ２の動作により発生するが、この高調波電流による瞬時無効電力を瞬時無効電力補償装置３が補償するので、三相系統４の系統電流を力率１の正弦波状にでき、高調波電流を低減することができる。また、三相インバータ２は、三相系統電圧ＶＳに同期して１２０度期間導通するスイッチング動作であるので、三相系統周波数でのスイッチングとなり電力変換の効率を向上させることができる。また、三相インバータ２は直流電力を交流電力に変換するものであるが、三相インバータ２及び瞬時無効電力補償装置３のコンデンサＣｏ，Ｃ１は、エネルギーを蓄積する目的のコンデンサではないので、電解コンデンサレスにでき、電解コンデンサレスの電力変換装置を提供することができる。
【実施例２】
【００３４】
図３は本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図３に示す実施例２の電力変換装置は、図１に示す実施例１の三相インバータ２の直流側と瞬時無効電力補償装置３の直流側とを共通に接続し、コンデンサＣ１を削除したことを特徴とする。
【００３５】
即ち、実施例１のコンデンサＣｏとコンデンサＣ１とはともにエネルギー蓄積要素ではないので、コンデンサＣｏを設けるのみで済み、安価で構成を簡単にできる。
【００３６】
図３に示すコンデンサＣｏの両端電圧である直流電圧Ｖｄは三相ブリッジ構成の整流回路の整流波形になり、瞬時無効電力補償装置３ａには１相ＰＷＭ制御を適用することができ、図１に示す電力変換装置に比較して、スイッチング損失が１／３程度に低減できる。
【００３７】
また、三相インバータ２から瞬時無効電力補償装置３ａの正極直流側に電流ｉCpが流入し、負極直流側に電流ｉCnが流入する。電流ｉCpは三相系統４から三相インバータ２の上アームを通して瞬時無効電力補償装置３ａへ流入し、電流ｉCnは三相インバータ２の下アームを通して瞬時無効電力補償装置３ａへ流入し、補償電流ｉCuは三相インバータ２の開放相を介して三相系統４に供給される。
【００３８】
図４は本発明の実施例２に係る電力変換装置の各部の動作を説明するタイミングチャートである。図４では、ｕ相のみを示している。三相インバータ２のＵ相電流ｉIuは、１２０度期間導通するパルス波形であり、三相系統４のＵ相系統電流ｉSuの最大値付近が現われる。リアクトルＬuを流れる補償電流ｉCuは、三相インバータ２のＵ相の零電流期間の電流を補償するので、Ｕ相系統電流ｉSuは力率１の正弦波状となる。
【００３９】
このように実施例２の電力変換装置によれば、実施例１の電力変換装置の効果と同様な効果が得られる。
【実施例３】
【００４０】
図５は本発明の実施例３に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図５に示す実施例３の電力変換装置は、図３に示す実施例２の電力変換装置に対して、瞬時無効電力補償装置３ｂがハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路５と、リアクトルＬSW（第２リアクトル）と、３つの交流スイッチＳu,Ｓv,Ｓwとで構成されることを特徴とする。
【００４１】
ハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路５は、コンデンサＣｏの両端に接続され、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＳswHと還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＳswLとが直列に接続されてなる。
【００４２】
リアクトルＬSWは、スイッチング素子ＳswHとスイッチング素子ＳswLとの接続点（第３交流側）に一端が接続されている。３つの交流スイッチＳu,Ｓv,Ｓwは、一端がリアクトルＬSWの他端に接続され他端が三相系統４のＵ相，Ｖ相，Ｗ相に接続されている。
【００４３】
図５に示す実施例３の電力変換装置では、交流スイッチＳu,Ｓv,Ｓwが必要となるが、２つのスイッチング素子ＳswH，ＳswLと１つのリアクトルＬSWで済み、装置を小型化及び軽量化できる。
【００４４】
このような構成の瞬時無効電力補償装置３ｂによれば、三相インバータ２の開放相（例えばｕ相のとき）の交流スイッチＳuのみをオンさせることにより、補償電流ｉCuを三相系統４のＵ相に流す。このときの三相インバータ２のＵ相電流ｉIu、補償電流ｉCuは図６に示すようになる。
【００４５】
また、リアクトルＬswに流れるリアクトル電流ｉswは三相の補償電流ｉCu，ｉCv，ｉCwの和となり、図６に示すように三角波状の電流が流れる。
【実施例４】
【００４６】
図７は本発明の実施例４に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図７に示す実施例４の電力変換装置は、図５に示す実施例３の電力変換装置のより具体的な回路例を示したものである。
【００４７】
瞬時無効電力補償装置３ｃは、ハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路５と、リアクトルＬSWと、３つの交流スイッチとして還流ダイオードを備えた２つのＭＯＳＦＥＴを逆接続してなる双方向スイッチＳuM,ＳvM,ＳwMとで構成されることを特徴とする。
【００４８】
また、双方向スイッチＳuM,ＳvM,ＳwMと三相系統４である三相交流電源Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの間には、三相用コンデンサＣFと三相用リアクトルＬacとのＬＣ回路が設けられている。
【００４９】
図８は本発明の実施例４に係る電力変換装置の各スイッチの動作を説明するタイミングチャートである。
【００５０】
次に、図８を参照しながら、実施例４の電力変換装置の各スイッチの動作を説明する。まず、時刻ｔ１〜ｔ２（６０度期間）において、Ｕ相系統電圧Ｖuが最大で、Ｖ相系統電圧Ｖｖが最小であるので、スイッチング素子ＳvLがオン状態で、スイッチング素子ＳuHをオンさせる。また、開放相がＷ相であるので、Ｗ相の双方向スイッチＳwMをオンさせると、補償電流ｉswwが流れる。時刻ｔ１〜時刻ｔ２においては、スイッチング素子ＳswH,ＳswLをＰＷＭ制御し、リアクトルＬswに流れる電流isw、即ち、補償電流ｉswwをＷ相系統電圧Ｖｗの減少に合わせて減少させる。
【００５１】
次に、時刻ｔ２〜ｔ３（６０度期間）において、Ｕ相系統電圧Ｖuが最大で、Ｗ相系統電圧ＶWが最小であるので、スイッチング素子ＳUHがオン状態で、スイッチング素子ＳwLをオンさせる。また、開放相がＶ相であるので、Ｖ相の双方向スイッチＳvMをオンさせると、補償電流ｉswvが流れる。時刻ｔ２〜時刻ｔ３においては、スイッチング素子ＳswH,ＳswLをＰＷＭ制御し、リアクトルＬswに流れる電流isw、即ち、補償電流ｉswvをＶ相系統電圧Ｖｖの増加に合わせて増加させる。
【００５２】
次に、時刻ｔ３〜ｔ４（６０度期間）において、Ｖ相系統電圧Ｖｖが最大で、Ｗ相系統電圧ＶWが最小であるので、スイッチング素子ＳwLがオン状態で、スイッチング素子ＳvHをオンさせる。また、開放相がＵ相であるので、Ｕ相の双方向スイッチＳuMをオンさせると、補償電流ｉswuが流れる。時刻ｔ３〜時刻ｔ４においては、スイッチング素子ＳswH,ＳswLをＰＷＭ制御し、リアクトルＬswに流れる電流isw、即ち、補償電流ｉswuをＵ相系統電圧Ｖｕの減少に合わせて減少させる。
次に、時刻ｔ４〜ｔ５（６０度期間）において、Ｖ相系統電圧Ｖｖが最大で、Ｕ相系統電圧Ｖuが最小であるので、スイッチング素子ＳvHがオン状態で、スイッチング素子ＳuLをオンさせる。また、開放相がＷ相であるので、Ｗ相の双方向スイッチＳｗMをオンさせると、補償電流ｉswwが流れる。時刻ｔ４〜時刻ｔ５においては、スイッチング素子ＳswH,ＳswLをＰＷＭ制御し、リアクトルＬswに流れる電流isw、即ち、補償電流ｉswwをＷ相系統電圧Ｖｗの増加に合わせて増加させる。
【００５３】
次に、時刻ｔ５〜ｔ６（６０度期間）において、Ｗ相系統電圧Ｖｗが最大で、Ｕ相系統電圧Ｖuが最小であるので、スイッチング素子ＳuLがオン状態で、スイッチング素子ＳwHをオンさせる。また、開放相がＶ相であるので、Ｖ相の双方向スイッチＳvMをオンさせると、補償電流ｉswvが流れる。時刻ｔ５から時刻ｔ６においては、スイッチング素子ＳswH,ＳswLをＰＷＭ制御し、リアクトルＬswに流れる電流isw、即ち、補償電流ｉswvをＶ相系統電圧Ｖｖの減少に合わせて減少させる。時刻ｔ６以降も上記処理と同様な処理が行われることになる。
【００５４】
なお、時刻ｔ１〜時刻ｔ６において、スイッチング素子ＳswLとスイッチング素子ＳswHとが交互に短い周期でＰＷＭスイッチングしている。
【００５５】
図９は本発明の実施例４に係る電力変換装置の各部の動作を説明するタイミングチャートであり、シミュレーション結果を示している。図９では、ｕ相のみを示している。シミュレーションでは、交流出力電力Ｐが４ｋＷとし、三相系統４が２００Ｖ、５０Ｈｚの平衡三相正弦波とした。
【００５６】
Ｕ相系統電流ｉuは正弦波状に制御されている。リアクトルＬswに流れるリアクトル電流ｉswは三角波電流となっており、双方向スイッチＳuM,ＳvM,ＳwMには６０度期間について三相系統４に補償電流ｉswu，ｉswv，ｉswwが流れる。
【００５７】
図９において、Ｕ相電流ｉSu，補償電流ｉswu，リアクトル電流ｉsw，電流ｉdは、波形が僅かに上下動しながら変化しているが、これはスイッチング素子ＳswLとスイッチング素子ＳswHとが交互に短い周期でＰＷＭスイッチングしているため、スイッチング素子ＳswHがオンしているときには電流が僅かに増加し、スイッチング素子ＳswLがオンしているときには電流が僅かに減少しているためである。
【００５８】
このように実施例４の電力変換装置によれば、実施例３の電力変換装置の効果と同様な効果が得られる。
【００５９】
実施例１乃至実施例４の電力変換装置では、ＤＣ−ＡＣ変換について説明したが、本発明の電力変換装置は、ＡＣ−ＤＣ変換としても動作させることができる。なお、ＤＣ−ＡＣ変換は、パワーコンディショナーに利用される。
【実施例５】
【００６０】
図１０は本発明の実施例５に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図１０に示す実施例５に係る電力変換装置は、交流電力を直流電力に変換（ＡＣ−ＤＣ変換）することを特徴とする。
【００６１】
この電力変換装置は、三相系統４、三相系統４に接続される三相ダイオード整流回路６、三相系統４及び三相ダイオード整流回路６に接続される瞬時無効電力補償装置３ｄを有している。
【００６２】
三相ダイオード整流回路６は、三相ブリッジ構成の全波整流回路を形成する６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６からなる。ダイオードＤ１１とダイオードＤ１２との接続点（Ｕ相第１交流側）は三相系統４のｕ相に接続され、ダイオードＤ１３とダイオードＤ１４との接続点（Ｖ相第１交流側）は三相系統４のｖ相に接続され、ダイオードＤ１５とダイオードＤ１６との接続点（Ｗ相第１交流側）は三相系統４のｗ相に接続されている。
【００６３】
ダイオードＤ１１，Ｄ１２の直列回路と、ダイオードＤ１３，Ｄ１４の直列回路と、ダイオードＤ１５，Ｄ１６の直列回路とが並列に接続されて直流側（第１直流側）を形成し、コンデンサＣｏ（第１コンデンサ）及び負荷７に接続されている。
【００６４】
三相ダイオード整流回路６は、各ダイオードＤ１１〜Ｄ１６による全波整流動作により、交流側に接続される三相系統４からの基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力を、直流電力に変換して直流側のコンデンサＣｏ及び負荷７に出力する。
【００６５】
瞬時無効電力補償装置３ｄは、三相系統４側で三相ダイオード整流回路６と並列に接続され、コンデンサＣ１（第２コンデンサ）と周知の三相ブリッジ構成の第２スイッチング回路を形成する６つの第２スイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2と３つのリアクトルＬu，Ｌv，Ｌw（第１リアクトル）とを有している。
【００６６】
スイッチング素子Ｓu1とスイッチング素子Ｓu2との接続点（Ｕ相第２交流側）は、リアクトルＬuの一端に接続され、リアクトルＬuの他端は三相系統４のｕ相に接続されている。スイッチング素子Ｓv1とスイッチング素子Ｓv2との接続点（Ｖ相第２交流側）はリアクトルＬvの一端に接続され、リアクトルＬvの他端は三相系統４のｖ相に接続されている。スイッチング素子Ｓw1とスイッチング素子Ｓw2との接続点（Ｗ相第２交流側）は、リアクトルＬwの一端に接続され、リアクトルＬwの他端は三相系統４のｗ相に接続されている。
【００６７】
スイッチング素子Ｓu1,Ｓu2の直列回路と、スイッチング素子Ｓv1,Ｓv2の直列回路と、スイッチング素子Ｓw1,Ｓw2の直列回路とが並列に接続されて直流側（第２直流側）を形成し、コンデンサＣ１に接続されている。
【００６８】
瞬時無効電力補償装置３ｄは、各々のスイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2を高速スイッチングさせることにより、三相ダイオード整流回路６で発生する瞬時無効電力、即ち、高調波電流を補償する補償電流（高調波電流とは逆位相の電流）を三相系統４に注入して系統電流を力率１の正弦波状にする。各々のスイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2は、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴなどからなる。
【００６９】
このように実施例５の電力変換装置によれば、基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力が三相ダイオード整流回路６の動作により発生するが、この高調波電流による瞬時無効電力を瞬時無効電力補償装置３ｄが補償するので、三相系統４の系統電流を力率１の正弦波状にでき、高調波電流を低減することができる。また、三相ダイオード整流回路６は、交流電力を直流電力に変換するものであるが、三相ダイオード整流回路６及び瞬時無効電力補償装置３ｄのコンデンサＣｏ，Ｃ１は、エネルギーを蓄積する目的のコンデンサではないので、電解コンデンサレスにでき、電解コンデンサレスの電力変換装置を提供することができる。
【実施例６】
【００７０】
図１１は本発明の実施例５に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図１１に示す実施例６に係る電力変換装置は、交流電力を直流電力に変換（ＡＣ−ＤＣ変換）することを特徴とする。
【００７１】
この電力変換装置は、三相系統４、三相系統４に接続される三相ダイオード整流回路６、三相系統４及び三相ダイオード整流回路６に接続される瞬時無効電力補償装置３ｅを有している。即ち、この電力変換装置は、図１０に示す電力変換装置に対して瞬時無効電力補償装置３ｅのみが異なる。
【００７２】
瞬時無効電力補償装置３ｅは、コンデンサＣ２（第３コンデンサ）とハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路５とリアクトルＬSW（第２リアクトル）と３つの交流スイッチＳu,Ｓv,Ｓwとで構成されることを特徴とする。
【００７３】
ハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路５は、コンデンサＣ２の両端に接続され、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＳswHと還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＳswLとが直列に接続されてなる。コンデンサＣ２は、負荷７に接続されている。
【００７４】
リアクトルＬSWは、スイッチング素子ＳswHとスイッチング素子ＳswLとの接続点（第３交流側）に一端が接続されている。３つの交流スイッチＳu,Ｓv,Ｓwは、一端がリアクトルＬSWの他端に接続され他端が三相系統４のＵ相，Ｖ相，Ｗ相に接続されている。
【００７５】
このように実施例６の電力変換装置によれば、実施例５の電力変換装置の効果と同様な効果が得られるととともに、瞬時無効電力補償装置３ｅを簡単に構成できる。
【００７６】
このように、実施例１乃至実施例６の電力変換装置は、ＤＣ−ＡＣ電力変換装置やＡＣ−ＤＣ電力変換装置として動作させることができる。
【００７７】
なお、本発明は上述した実施例１乃至実施例６の電力変換装置に限定されるものではない。図５に示す実施例３の電力変換装置の変形例として、瞬時無効電力補償部が、コンデンサＣ１とハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路５とリアクトルＬSWと交流スイッチＳU,ＳV,ＳWとからなり、第３スイッチング回路５の直流側にコンデンサＣ１が接続され、第３スイッチング回路５の交流側にリアクトルＬSWと交流スイッチＳU,ＳV,ＳWとを介して三相系統４側が接続されるように構成しても良い。
【００７８】
また、図１０に示す実施例５の電力変換装置の変形例として、三相ダイオード整流回路６の直流側と瞬時無効電力補償装置３ｄの直流側とを共通に接続し、１つのコンデンサ（例えばコンデンサＣｏ）で構成としても良い。
【００７９】
また、図１１に示す実施例６の電力変換装置の変形例として、三相ダイオード整流回路６の直流側と瞬時無効電力補償装置３ｅの直流側とを共通に接続し、１つのコンデンサ（例えばコンデンサＣｏ）で構成としても良い。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
本発明は、ＤＣ−ＡＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータなどに適用可能である。
【符号の説明】
【００８１】
１ 昇圧コンバータ
２ 三相インバータ
３，３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ 瞬時無効電力補償装置
４ 三相系統
６ 三相ダイオード整流回路
７ 負荷
Ｖｏ 直流源
Ｌｄ 昇圧リアクトル
Ｓd,ＳdH,ＳdL,ＳuH,ＳuL,ＳvH,ＳvL,ＳwH,ＳwL,Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2,ＳswH,ＳswL スイッチング素子
Ｃo,Ｃ１,Ｃ２ コンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、系統電源の高調波電流を低減して力率を高効率で改善する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、系統電源の高調波電流を低減しつつ高効率化を図る電力変換装置として、図１２に示す電力変換装置が知られている（非特許文献１）。この電力変換装置は、図１２に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換を行う三相直列多重ハイブリッド変換器であり、直流電源Ｅｄの直流電力を交流電力に変換して三相系統に供給する。
【０００３】
三相直列多重ハイブリッド変換器は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の６つの大容量ＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）素子ＴＨ１〜ＴＨ６で構成されるＧＴＯ変換器２１と、高速動作により高調波電流を低減するＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子Ｑ１〜Ｑ１２で構成されるＩＧＢＴ変換器２２とを、変圧器２３，２４を用いて直列多重化して三相系統に接続している。
【０００４】
ＧＴＯ変換器２１は、図１３（ｂ）に示すように、方形波電圧ＶGTOu（Ｕ相のみを示す。）を出力し、出力電圧基本波成分のベース分を変圧器２４に供給する。ＩＧＢＴ変換器２２は、図１３（ｃ）のＶ＊IGBTu（ｕ相のみを示す）に示すように、ＩＧＢＴの高速スイッチング特性を活かしてＰＷＭスイッチングを行う。ＩＧＢＴ変換器２２は、出力電圧基本波の追加成分を分担すると同時に、ＧＴＯ変換器２１が出力する高調波電流を相殺する電圧をも出力する。
【０００５】
より具体的に説明すると、まず、Ｕ相出力電圧指令Ｖｕ＊を、図１３（ａ）に示すように正弦波と仮定する。このＵ相出力電圧指令Ｖｕ＊に対して、ＧＴＯ変換器２１は、Ｕ相出力電圧指令Ｖｕ＊と基本波が同位相の方形波電圧ＶGTOuを出力する。Ｕ相出力電圧指令Ｖｕ＊とＧＴＯ変換器２１の方形波電圧ＶGTOuとの差をＩＧＢＴ変換器２２のＰＷＭ用指令信号Ｖ＊IGBTuとする。
【０００６】
ＩＧＢＴ変換器２２は、ＰＷＭ用指令信号Ｖ＊IGBTuを、図１４に示すように、正及び負にバイアスされた２つの三角搬送波信号Ｔｒｉ１，Ｔｒｉ２と比較することにより、パルス信号を生成し、このパルス信号によりＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ１２のＰＷＭ制御を行う。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】李東昇，福田昭治，久保佑允，北野正之，「三相直列多重ハイブリッド変換器」，電気学会論文Ｄ，１２４巻５号，ｐｐ５０３−５０９，２００４年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、従来の電力変換装置では、ＩＧＢＴ変換器２２に電解コンデンサからなる直流コンデンサＣ１１，Ｃ１２を用いていたが、電解コンデンサは寿命に問題がある。このため、電解コンデンサレスが望まれていた。
【０００９】
また、ＧＴＯ変換器２１とＩＧＢＴ変換器２２とを接続するために変圧器２３，２４が用いられており、変圧器２３，２４のコストや大きさが大きくなってしまう。さらに、ＩＧＢＴ変換器２２のＩＧＢＴ素子Ｑ１〜Ｑ１２をＰＷＭ制御するために、効率を上げることは難しい。
【００１０】
また、系統電源から直流電源を得るＡＣ−ＤＣ変換の一般的な方法としてダイオードを用いた整流器がある。ダイオード整流器は、直流側に直流電圧変動を抑制するための大容量の平滑コンデンサ（一般的に電解コンデンサ）が使用される。このような構成でＡＣ−ＤＣ変換を行う場合、交流側の電流はパルス状になり、大きな高調波電流が系統電源に流れることになる。この高調波電流を抑制するための簡単な方法は、リアクトルをダイオード整流器に直列に接続することであるが、大幅な高調波電流の低減は期待できない。
【００１１】
このため、ＡＣ−ＤＣ変換にスイッチング素子を用い、高周波スイッチングして系統電源に流れる電流を正弦波状にする方法（例えば、ＰＷＭコンバータ）が知られている。しかしながら、スイッチング素子はダイオードに比べて高価であり、また、ＰＷＭ制御するために、効率を上げることは難しい。
【００１２】
本発明の課題は、系統電源に流れる高調波電流を簡単な構成で低減でき、安価で高効率な電解コンデンサレスの電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、第１直流側に第１コンデンサが接続され、第１交流側に三相系統が接続され、第１直流側と第１交流側との間で電力を変換する電力変換部と、第１交流側で電力変換部に接続され、電力変換部の動作により発生する高調波電流による瞬時無効電力を補償して三相系統の系統電流を正弦波状とする瞬時無効電力補償部とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力が電力変換部の動作により発生するが、この高調波電流による瞬時無効電力を瞬時無効電力補償部が補償するので、三相系統の系統電流を正弦波状にでき、高調波電流を低減することができ、効率を向上させることができる。また、電力変換部及び瞬時無効電力補償部の第１コンデンサ及び第２コンデンサは、エネルギーを蓄積する目的のコンデンサではないので、電解コンデンサレスにでき、電解コンデンサレスの電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例１に係る電力変換装置の各部の動作を説明するタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施例２に係る電力変換装置の各部の動作を説明するタイミングチャートである。
【図５】本発明の実施例３に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施例３に係る電力変換装置の各部の動作を説明するタイミングチャートである。
【図７】本発明の実施例４に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の実施例４に係る電力変換装置の各スイッチの動作を説明するタイミングチャートである。
【図９】本発明の実施例４に係る電力変換装置の各部の動作を説明するタイミングチャートである。
【図１０】本発明の実施例５に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の実施例６に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】従来の電力変換装置の一例を示す構成図である。
【図１３】従来の電力変換装置の出力指令値とＧＴＯ変換器の出力電圧とＩＧＢＴ変換器の指令値を示す図である。
【図１４】従来の電力変換装置のＩＧＢＴ変換器のＰＷＭ制御法を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態の電力変換装置のいくつかを図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００１７】
図１は本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図１に示す電力変換装置は、昇圧コンバータ１（直流電源）、コンデンサＣｏ（第１コンデンサ）、昇圧コンバータ１及びコンデンサＣｏと三相系統４とに接続される三相インバータ２（三相ブリッジ構成の第１スイッチング回路）、三相系統４及び三相インバータ２に接続される瞬時無効電力補償装置３（瞬時無効電力補償部）を有している。昇圧コンバータ１とコンデンサＣｏと三相インバータ２とは、電解コンデンサレスインバータを構成する。
【００１８】
昇圧コンバータ１は、太陽電池（ＰＶ）又は燃料電池（ＦＣ）等の直流源Ｖｏの直流電圧を昇圧リアクトルＬｄとＭＯＳＦＥＴなどからなるスイッチング素子ＳdL，ＳdHとで昇圧して、昇圧された直流電圧Ｖｄを三相インバータ２に供給する。なお、スイッチング素子ＳdHをダイオードに置き換えることもできる。
【００１９】
三相インバータ２は、周知の三相ブリッジ構成のインバータ回路を形成する６つのスイッチング素子ＳuH,ＳuL,ＳvH,ＳvL,ＳwH,ＳwLとを有する。スイッチング素子ＳuHとスイッチング素子ＳuLとの接続点（Ｕ相第１交流側）は三相系統４のｕ相に接続され、スイッチング素子ＳvHとスイッチング素子ＳvLとの接続点（Ｖ相第１交流側）は三相系統４のｖ相に接続され、スイッチング素子ＳwHとスイッチング素子ＳwLとの接続点（Ｗ相第１交流側）は三相系統４のｗ相に接続されている。
【００２０】
スイッチング素子ＳuH,ＳuLの直列回路と、スイッチング素子ＳvH,ＳvLの直列回路と、スイッチング素子ＳwH,ＳwLの直列回路とが並列に接続されて直流側（第１直流側）を形成し、昇圧コンバータ１及びコンデンサＣｏに接続されている。
【００２１】
三相インバータ２は、昇圧コンバータ１からの直流電力を、各々のスイッチング素子ＳuH,ＳuL,ＳvH,ＳvL,ＳwH,ＳwLが三相系統電圧ＶＳに同期して１２０度期間導通するスイッチング動作（三相１２０度通電方式のスイッチング動作）により三相系統４に交流電力を供給する。各々のスイッチング素子ＳuH,ＳuL,ＳvH,ＳvL,ＳwH,ＳwLは、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴなどからなる。
【００２２】
三相インバータ２は、三相系統４に供給する有効電力を一定とするために、三相インバータ２の直流側コンデンサであるコンデンサＣｏとして、電解コンデンサではなく、小容量のフィルムコンデンサを用いている。コンデンサＣｏは、サージ電圧を吸収するものであり、エネルギー蓄積要素ではない。
【００２３】
瞬時無効電力補償装置３は、三相系統４側で三相インバータ２と並列に接続され、コンデンサＣ１（第２コンデンサ）と周知の三相ブリッジ構成の第２スイッチング回路を形成する６つのスイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2と３つのリアクトルＬu，Ｌv，Ｌw（第１リアクトル）とを有している。
【００２４】
スイッチング素子Ｓu1とスイッチング素子Ｓu2との接続点（Ｕ相第２交流側）は、リアクトルＬuの一端に接続され、リアクトルＬuの他端は三相系統４のｕ相に接続されている。スイッチング素子Ｓv1とスイッチング素子Ｓv2との接続点（Ｖ相第２交流側）はリアクトルＬvの一端に接続され、リアクトルＬvの他端は三相系統４のｖ相に接続されている。スイッチング素子Ｓw1とスイッチング素子Ｓw2との接続点（Ｗ相第２交流側）は、リアクトルＬwの一端に接続され、リアクトルＬwの他端は三相系統４のｗ相に接続されている。
【００２５】
スイッチング素子Ｓu1,Ｓu2の直列回路と、スイッチング素子Ｓv1,Ｓv2の直列回路と、スイッチング素子Ｓw1,Ｓw2の直列回路とが並列に接続されて直流側（第２直流側）を形成し、コンデンサＣ１に接続されている。
【００２６】
瞬時無効電力補償装置３は、各々のスイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2を高速スイッチングさせることにより、三相インバータ２のスイッチング動作により発生する瞬時無効電力、即ち高調波電流を補償する。各々のスイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2は、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴなどからなる。瞬時無効電力補償装置３の直流側コンデンサであるコンデンサＣ１は、エネルギー蓄積が目的ではないので、小容量のフィルムコンデンサなどを用いている。
【００２７】
次にこのように構成された実施例１の電力変換装置の動作を図２を参照しながら詳細に説明する。図２では、ｕ相のみを示している。まず、三相インバータ２は、６つのスイッチング素子ＳuH,ＳuL,ＳvH,ＳvL,ＳwH,ＳwLのうち、相電圧が最大となる相の上側スイッチング素子（上アーム）と相電圧が最小の相の下側スイッチング素子（下アーム）とをオンさせる。その結果、コンデンサＣｏは、三相系統電圧ＶＳの線間電圧最大値が現われ、図２の電圧Ｖｄのような三相ブリッジ構成の整流回路の整流波形になる。
【００２８】
このとき、昇圧コンバータ１が一定電力Ｐを伝達しているとすると、三相インバータ２の直流側には、Ｐ／Ｖｄの電流が流れ込み、交流側から三相系統４に流出する。従って、三相インバータ２のＵ相電流ｉIuは、図２に示すように、基本波力率１の方形波電流になる。三相インバータ２の瞬時有効電力は、Ｐ一定であるので、Ｕ相電流ｉIuの高調波成分は全て瞬時無効電力である。即ち、Ｕ相電流ｉIuは、瞬時有効電力になる基本波電流ｉIfと瞬時無効電力になる高調波電流ｉIhとの合成である。
【００２９】
瞬時無効電力補償装置３は、図２に示すように、高調波電流ｉIhとは逆位相の補償電流ｉCuを三相系統４に注入することによりＵ相電流ｉIuの高調波電流ｉIhを補償する。その結果、三相系統４のＵ相系統電流ｉSuは、力率１の正弦波状になる。
【００３０】
このとき、補償電流ｉCuの最大値はｉSuの１／２であり、通常のＰＷＭインバータに比較して、リアクトルＬu，Ｌv，Ｌwの蓄積エネルギーは１／４でよく、リアクトルＬu，Ｌv，Ｌwの小型化及び軽量化が図れる。また、瞬時無効電力補償装置３のスイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2には、三相インバータ２に比較して、小容量のＭＯＳＦＥＴを使用できるため、スイッチング損失を低減できる。
【００３１】
なお、一般的に高調波電流は、瞬時有効電力成分と瞬時無効電力成分との両方を含むため、一般的な高調波抑制装置ではエネルギー蓄積要素が必要である。
【００３２】
これに対して、実施例１の電力変換装置では、電解コンデンサレスインバータの高調波電流は、全て瞬時無効電力であるため、その高調波抑制には原理的にエネルギー蓄積要素を必要としない。従って、三相インバータ２の直流側コンデンサであるコンデンサＣｏ、瞬時無効電力補償装置３の直流側コンデンサであるコンデンサＣ１は、エネルギーを蓄積する必要がない。
【００３３】
このように、実施例１の電力変換装置によれば、基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力が三相インバータ２の動作により発生するが、この高調波電流による瞬時無効電力を瞬時無効電力補償装置３が補償するので、三相系統４の系統電流を力率１の正弦波状にでき、高調波電流を低減することができる。また、三相インバータ２は、三相系統電圧ＶＳに同期して１２０度期間導通するスイッチング動作であるので、三相系統周波数でのスイッチングとなり電力変換の効率を向上させることができる。また、三相インバータ２は直流電力を交流電力に変換するものであるが、三相インバータ２及び瞬時無効電力補償装置３のコンデンサＣｏ，Ｃ１は、エネルギーを蓄積する目的のコンデンサではないので、電解コンデンサレスにでき、電解コンデンサレスの電力変換装置を提供することができる。
【実施例２】
【００３４】
図３は本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図３に示す実施例２の電力変換装置は、図１に示す実施例１の三相インバータ２の直流側と瞬時無効電力補償装置３の直流側とを共通に接続し、コンデンサＣ１を削除したことを特徴とする。
【００３５】
即ち、実施例１のコンデンサＣｏとコンデンサＣ１とはともにエネルギー蓄積要素ではないので、コンデンサＣｏを設けるのみで済み、安価で構成を簡単にできる。
【００３６】
図３に示すコンデンサＣｏの両端電圧である直流電圧Ｖｄは三相ブリッジ構成の整流回路の整流波形になり、瞬時無効電力補償装置３ａには１相ＰＷＭ制御を適用することができ、図１に示す電力変換装置に比較して、スイッチング損失が１／３程度に低減できる。
【００３７】
また、三相インバータ２から瞬時無効電力補償装置３ａの正極直流側に電流ｉCpが流入し、負極直流側に電流ｉCnが流入する。電流ｉCpは三相系統４から三相インバータ２の上アームを通して瞬時無効電力補償装置３ａへ流入し、電流ｉCnは三相インバータ２の下アームを通して瞬時無効電力補償装置３ａへ流入し、補償電流ｉCuは三相インバータ２の開放相を介して三相系統４に供給される。
【００３８】
図４は本発明の実施例２に係る電力変換装置の各部の動作を説明するタイミングチャートである。図４では、ｕ相のみを示している。三相インバータ２のＵ相電流ｉIuは、１２０度期間導通するパルス波形であり、三相系統４のＵ相系統電流ｉSuの最大値付近が現われる。リアクトルＬuを流れる補償電流ｉCuは、三相インバータ２のＵ相の零電流期間の電流を補償するので、Ｕ相系統電流ｉSuは力率１の正弦波状となる。
【００３９】
このように実施例２の電力変換装置によれば、実施例１の電力変換装置の効果と同様な効果が得られる。
【実施例３】
【００４０】
図５は本発明の実施例３に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図５に示す実施例３の電力変換装置は、図３に示す実施例２の電力変換装置に対して、瞬時無効電力補償装置３ｂがハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路５と、リアクトルＬSW（第２リアクトル）と、３つの交流スイッチＳu,Ｓv,Ｓwとで構成されることを特徴とする。
【００４１】
ハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路５は、コンデンサＣｏの両端に接続され、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＳswHと還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＳswLとが直列に接続されてなる。
【００４２】
リアクトルＬSWは、スイッチング素子ＳswHとスイッチング素子ＳswLとの接続点（第３交流側）に一端が接続されている。３つの交流スイッチＳu,Ｓv,Ｓwは、一端がリアクトルＬSWの他端に接続され他端が三相系統４のＵ相，Ｖ相，Ｗ相に接続されている。
【００４３】
図５に示す実施例３の電力変換装置では、交流スイッチＳu,Ｓv,Ｓwが必要となるが、２つのスイッチング素子ＳswH，ＳswLと１つのリアクトルＬSWで済み、装置を小型化及び軽量化できる。
【００４４】
このような構成の瞬時無効電力補償装置３ｂによれば、三相インバータ２の開放相（例えばｕ相のとき）の交流スイッチＳuのみをオンさせることにより、補償電流ｉCuを三相系統４のＵ相に流す。このときの三相インバータ２のＵ相電流ｉIu、補償電流ｉCuは図６に示すようになる。
【００４５】
また、リアクトルＬswに流れるリアクトル電流ｉswは三相の補償電流ｉCu，ｉCv，ｉCwの和となり、図６に示すように三角波状の電流が流れる。
【実施例４】
【００４６】
図７は本発明の実施例４に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図７に示す実施例４の電力変換装置は、図５に示す実施例３の電力変換装置のより具体的な回路例を示したものである。
【００４７】
瞬時無効電力補償装置３ｃは、ハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路５と、リアクトルＬSWと、３つの交流スイッチとして還流ダイオードを備えた２つのＭＯＳＦＥＴを逆接続してなる双方向スイッチＳuM,ＳvM,ＳwMとで構成されることを特徴とする。
【００４８】
また、双方向スイッチＳuM,ＳvM,ＳwMと三相系統４である三相交流電源Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの間には、三相用コンデンサＣFと三相用リアクトルＬacとのＬＣ回路が設けられている。
【００４９】
図８は本発明の実施例４に係る電力変換装置の各スイッチの動作を説明するタイミングチャートである。
【００５０】
次に、図８を参照しながら、実施例４の電力変換装置の各スイッチの動作を説明する。まず、時刻ｔ１〜ｔ２（６０度期間）において、Ｕ相系統電圧Ｖuが最大で、Ｖ相系統電圧Ｖｖが最小であるので、スイッチング素子ＳvLがオン状態で、スイッチング素子ＳuHをオンさせる。また、開放相がＷ相であるので、Ｗ相の双方向スイッチＳwMをオンさせると、補償電流ｉswwが流れる。時刻ｔ１〜時刻ｔ２においては、スイッチング素子ＳswH,ＳswLをＰＷＭ制御し、リアクトルＬswに流れる電流isw、即ち、補償電流ｉswwをＷ相系統電圧Ｖｗの減少に合わせて減少させる。
【００５１】
次に、時刻ｔ２〜ｔ３（６０度期間）において、Ｕ相系統電圧Ｖuが最大で、Ｗ相系統電圧ＶWが最小であるので、スイッチング素子ＳUHがオン状態で、スイッチング素子ＳwLをオンさせる。また、開放相がＶ相であるので、Ｖ相の双方向スイッチＳvMをオンさせると、補償電流ｉswvが流れる。時刻ｔ２〜時刻ｔ３においては、スイッチング素子ＳswH,ＳswLをＰＷＭ制御し、リアクトルＬswに流れる電流isw、即ち、補償電流ｉswvをＶ相系統電圧Ｖｖの増加に合わせて増加させる。
【００５２】
次に、時刻ｔ３〜ｔ４（６０度期間）において、Ｖ相系統電圧Ｖｖが最大で、Ｗ相系統電圧ＶWが最小であるので、スイッチング素子ＳwLがオン状態で、スイッチング素子ＳvHをオンさせる。また、開放相がＵ相であるので、Ｕ相の双方向スイッチＳuMをオンさせると、補償電流ｉswuが流れる。時刻ｔ３〜時刻ｔ４においては、スイッチング素子ＳswH,ＳswLをＰＷＭ制御し、リアクトルＬswに流れる電流isw、即ち、補償電流ｉswuをＵ相系統電圧Ｖｕの減少に合わせて減少させる。
次に、時刻ｔ４〜ｔ５（６０度期間）において、Ｖ相系統電圧Ｖｖが最大で、Ｕ相系統電圧Ｖuが最小であるので、スイッチング素子ＳvHがオン状態で、スイッチング素子ＳuLをオンさせる。また、開放相がＷ相であるので、Ｗ相の双方向スイッチＳｗMをオンさせると、補償電流ｉswwが流れる。時刻ｔ４〜時刻ｔ５においては、スイッチング素子ＳswH,ＳswLをＰＷＭ制御し、リアクトルＬswに流れる電流isw、即ち、補償電流ｉswwをＷ相系統電圧Ｖｗの増加に合わせて増加させる。
【００５３】
次に、時刻ｔ５〜ｔ６（６０度期間）において、Ｗ相系統電圧Ｖｗが最大で、Ｕ相系統電圧Ｖuが最小であるので、スイッチング素子ＳuLがオン状態で、スイッチング素子ＳwHをオンさせる。また、開放相がＶ相であるので、Ｖ相の双方向スイッチＳvMをオンさせると、補償電流ｉswvが流れる。時刻ｔ５から時刻ｔ６においては、スイッチング素子ＳswH,ＳswLをＰＷＭ制御し、リアクトルＬswに流れる電流isw、即ち、補償電流ｉswvをＶ相系統電圧Ｖｖの減少に合わせて減少させる。時刻ｔ６以降も上記処理と同様な処理が行われることになる。
【００５４】
なお、時刻ｔ１〜時刻ｔ６において、スイッチング素子ＳswLとスイッチング素子ＳswHとが交互に短い周期でＰＷＭスイッチングしている。
【００５５】
図９は本発明の実施例４に係る電力変換装置の各部の動作を説明するタイミングチャートであり、シミュレーション結果を示している。図９では、ｕ相のみを示している。シミュレーションでは、交流出力電力Ｐが４ｋＷとし、三相系統４が２００Ｖ、５０Ｈｚの平衡三相正弦波とした。
【００５６】
Ｕ相系統電流ｉuは正弦波状に制御されている。リアクトルＬswに流れるリアクトル電流ｉswは三角波電流となっており、双方向スイッチＳuM,ＳvM,ＳwMには６０度期間について三相系統４に補償電流ｉswu，ｉswv，ｉswwが流れる。
【００５７】
図９において、Ｕ相電流ｉSu，補償電流ｉswu，リアクトル電流ｉsw，電流ｉdは、波形が僅かに上下動しながら変化しているが、これはスイッチング素子ＳswLとスイッチング素子ＳswHとが交互に短い周期でＰＷＭスイッチングしているため、スイッチング素子ＳswHがオンしているときには電流が僅かに増加し、スイッチング素子ＳswLがオンしているときには電流が僅かに減少しているためである。
【００５８】
このように実施例４の電力変換装置によれば、実施例３の電力変換装置の効果と同様な効果が得られる。
【００５９】
実施例１乃至実施例４の電力変換装置では、ＤＣ−ＡＣ変換について説明したが、本発明の電力変換装置は、ＡＣ−ＤＣ変換としても動作させることができる。なお、ＤＣ−ＡＣ変換は、パワーコンディショナーに利用される。
【実施例５】
【００６０】
図１０は本発明の実施例５に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図１０に示す実施例５に係る電力変換装置は、交流電力を直流電力に変換（ＡＣ−ＤＣ変換）することを特徴とする。
【００６１】
この電力変換装置は、三相系統４、三相系統４に接続される三相ダイオード整流回路６、三相系統４及び三相ダイオード整流回路６に接続される瞬時無効電力補償装置３ｄを有している。
【００６２】
三相ダイオード整流回路６は、三相ブリッジ構成の全波整流回路を形成する６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６からなる。ダイオードＤ１１とダイオードＤ１２との接続点（Ｕ相第１交流側）は三相系統４のｕ相に接続され、ダイオードＤ１３とダイオードＤ１４との接続点（Ｖ相第１交流側）は三相系統４のｖ相に接続され、ダイオードＤ１５とダイオードＤ１６との接続点（Ｗ相第１交流側）は三相系統４のｗ相に接続されている。
【００６３】
ダイオードＤ１１，Ｄ１２の直列回路と、ダイオードＤ１３，Ｄ１４の直列回路と、ダイオードＤ１５，Ｄ１６の直列回路とが並列に接続されて直流側（第１直流側）を形成し、コンデンサＣｏ（第１コンデンサ）及び負荷７に接続されている。
【００６４】
三相ダイオード整流回路６は、各ダイオードＤ１１〜Ｄ１６による全波整流動作により、交流側に接続される三相系統４からの基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力を、直流電力に変換して直流側のコンデンサＣｏ及び負荷７に出力する。
【００６５】
瞬時無効電力補償装置３ｄは、三相系統４側で三相ダイオード整流回路６と並列に接続され、コンデンサＣ１（第２コンデンサ）と周知の三相ブリッジ構成の第２スイッチング回路を形成する６つの第２スイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2と３つのリアクトルＬu，Ｌv，Ｌw（第１リアクトル）とを有している。
【００６６】
スイッチング素子Ｓu1とスイッチング素子Ｓu2との接続点（Ｕ相第２交流側）は、リアクトルＬuの一端に接続され、リアクトルＬuの他端は三相系統４のｕ相に接続されている。スイッチング素子Ｓv1とスイッチング素子Ｓv2との接続点（Ｖ相第２交流側）はリアクトルＬvの一端に接続され、リアクトルＬvの他端は三相系統４のｖ相に接続されている。スイッチング素子Ｓw1とスイッチング素子Ｓw2との接続点（Ｗ相第２交流側）は、リアクトルＬwの一端に接続され、リアクトルＬwの他端は三相系統４のｗ相に接続されている。
【００６７】
スイッチング素子Ｓu1,Ｓu2の直列回路と、スイッチング素子Ｓv1,Ｓv2の直列回路と、スイッチング素子Ｓw1,Ｓw2の直列回路とが並列に接続されて直流側（第２直流側）を形成し、コンデンサＣ１に接続されている。
【００６８】
瞬時無効電力補償装置３ｄは、各々のスイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2を高速スイッチングさせることにより、三相ダイオード整流回路６で発生する瞬時無効電力、即ち、高調波電流を補償する補償電流（高調波電流とは逆位相の電流）を三相系統４に注入して系統電流を力率１の正弦波状にする。各々のスイッチング素子Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2は、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴなどからなる。
【００６９】
このように実施例５の電力変換装置によれば、基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力が三相ダイオード整流回路６の動作により発生するが、この高調波電流による瞬時無効電力を瞬時無効電力補償装置３ｄが補償するので、三相系統４の系統電流を力率１の正弦波状にでき、高調波電流を低減することができる。また、三相ダイオード整流回路６は、交流電力を直流電力に変換するものであるが、三相ダイオード整流回路６及び瞬時無効電力補償装置３ｄのコンデンサＣｏ，Ｃ１は、エネルギーを蓄積する目的のコンデンサではないので、電解コンデンサレスにでき、電解コンデンサレスの電力変換装置を提供することができる。
【実施例６】
【００７０】
図１１は本発明の実施例５に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図１１に示す実施例６に係る電力変換装置は、交流電力を直流電力に変換（ＡＣ−ＤＣ変換）することを特徴とする。
【００７１】
この電力変換装置は、三相系統４、三相系統４に接続される三相ダイオード整流回路６、三相系統４及び三相ダイオード整流回路６に接続される瞬時無効電力補償装置３ｅを有している。即ち、この電力変換装置は、図１０に示す電力変換装置に対して瞬時無効電力補償装置３ｅのみが異なる。
【００７２】
瞬時無効電力補償装置３ｅは、コンデンサＣ２（第３コンデンサ）とハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路５とリアクトルＬSW（第２リアクトル）と３つの交流スイッチＳu,Ｓv,Ｓwとで構成されることを特徴とする。
【００７３】
ハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路５は、コンデンサＣ２の両端に接続され、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＳswHと還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＳswLとが直列に接続されてなる。コンデンサＣ２は、負荷７に接続されている。
【００７４】
リアクトルＬSWは、スイッチング素子ＳswHとスイッチング素子ＳswLとの接続点（第３交流側）に一端が接続されている。３つの交流スイッチＳu,Ｓv,Ｓwは、一端がリアクトルＬSWの他端に接続され他端が三相系統４のＵ相，Ｖ相，Ｗ相に接続されている。
【００７５】
このように実施例６の電力変換装置によれば、実施例５の電力変換装置の効果と同様な効果が得られるととともに、瞬時無効電力補償装置３ｅを簡単に構成できる。
【００７６】
このように、実施例１乃至実施例６の電力変換装置は、ＤＣ−ＡＣ電力変換装置やＡＣ−ＤＣ電力変換装置として動作させることができる。
【００７７】
なお、本発明は上述した実施例１乃至実施例６の電力変換装置に限定されるものではない。図５に示す実施例３の電力変換装置の変形例として、瞬時無効電力補償部が、コンデンサＣ１とハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路５とリアクトルＬSWと交流スイッチＳU,ＳV,ＳWとからなり、第３スイッチング回路５の直流側にコンデンサＣ１が接続され、第３スイッチング回路５の交流側にリアクトルＬSWと交流スイッチＳU,ＳV,ＳWとを介して三相系統４側が接続されるように構成しても良い。
【００７８】
また、図１０に示す実施例５の電力変換装置の変形例として、三相ダイオード整流回路６の直流側と瞬時無効電力補償装置３ｄの直流側とを共通に接続し、１つのコンデンサ（例えばコンデンサＣｏ）で構成としても良い。
【００７９】
また、図１１に示す実施例６の電力変換装置の変形例として、三相ダイオード整流回路６の直流側と瞬時無効電力補償装置３ｅの直流側とを共通に接続し、１つのコンデンサ（例えばコンデンサＣｏ）で構成としても良い。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
本発明は、ＤＣ−ＡＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータなどに適用可能である。
【符号の説明】
【００８１】
１ 昇圧コンバータ
２ 三相インバータ
３，３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ 瞬時無効電力補償装置
４ 三相系統
６ 三相ダイオード整流回路
７ 負荷
Ｖｏ 直流源
Ｌｄ 昇圧リアクトル
Ｓd,ＳdH,ＳdL,ＳuH,ＳuL,ＳvH,ＳvL,ＳwH,ＳwL,Ｓu1,Ｓu2,Ｓv1,Ｓv2,Ｓw1,Ｓw2,ＳswH,ＳswL スイッチング素子
Ｃo,Ｃ１,Ｃ２ コンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１直流側に第１コンデンサが接続され、第１交流側に三相系統が接続され、前記第１直流側と前記第１交流側との間で電力を変換する電力変換部と、
前記第１交流側で前記電力変換部に接続され、前記電力変換部の動作により発生する高調波電流による瞬時無効電力を補償して前記三相系統の系統電流を正弦波状とする瞬時無効電力補償部と、
を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記電力変換部は、三相１２０度通電方式のスイッチング動作により、前記第１直流側に接続される直流電源からの直流電力を、基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力に変換して前記第１交流側に出力する三相ブリッジ構成の第１スイッチング回路からなり、
前記瞬時無効電力補償部は、第２コンデンサと三相ブリッジ構成の第２スイッチング回路と第１リアクトルとからなり、前記第２スイッチング回路の第２直流側には前記第２コンデンサが接続され、前記第２スイッチング回路の第２交流側には前記第１リアクトルを介して前記第１スイッチング回路の前記第１交流側が接続されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電力変換部は、三相１２０度通電方式のスイッチング動作により、前記第１直流側に接続される直流電源からの直流電力を、基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力に変換して前記第１交流側に出力する三相ブリッジ構成の第１スイッチング回路からなり、
前記瞬時無効電力補償部は、第３コンデンサとハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路と第２リアクトルと交流スイッチとからなり、前記第３スイッチング回路の第３直流側には前記第３コンデンサが接続され、前記第３スイッチング回路の第３交流側には前記交流スイッチと前記第２リアクトルを介して前記第１スイッチング回路の前記第１交流側が接続されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電力変換部は、全波整流動作により、前記第１交流側に接続される前記三相系統からの基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力を、直流電力に変換して前記第１直流側に出力する三相ブリッジ構成のダイオード整流回路からなり、
前記瞬時無効電力補償部は、第２コンデンサと三相ブリッジ構成の第２スイッチング回路と第１リアクトルとからなり、前記第２スイッチング回路の第２直流側には前記第２コンデンサが接続され、前記第２スイッチング回路の第２交流側には前記第１リアクトルを介して前記ダイオード整流回路の前記第１交流側が接続されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電力変換部は、全波整流動作により、前記第１交流側に接続される前記三相系統からの基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力を、直流電力に変換して前記第１直流側に出力する三相ブリッジ構成のダイオード整流回路からなり、
前記瞬時無効電力補償部は、第３コンデンサとハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路と第２リアクトルと交流スイッチとからなり、前記第３スイッチング回路の第３直流側には前記第３コンデンサが接続され、前記第３スイッチング回路の第３交流側には前記交流スイッチと前記第２リアクトルを介して前記ダイオード整流回路の前記第１交流側が接続されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第１直流側と前記第２直流側とを共通に接続し、この直流側に接続されるコンデンサを、二つから一つとする構成にしたことを特徴とする請求項２又は請求項４記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第１直流側と前記第３直流側とを共通に接続し、この直流側に接続されるコンデンサを、二つから一つとする構成にしたことを特徴とする請求項３又は請求項５記載の電力変換装置。
【請求項１】
第１直流側に第１コンデンサが接続され、第１交流側に三相系統が接続され、前記第１直流側と前記第１交流側との間で電力を変換する電力変換部と、
前記第１交流側で前記電力変換部に接続され、前記電力変換部の動作により発生する高調波電流による瞬時無効電力を補償して前記三相系統の系統電流を正弦波状とする瞬時無効電力補償部と、
を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記電力変換部は、三相１２０度通電方式のスイッチング動作により、前記第１直流側に接続される直流電源からの直流電力を、基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力に変換して前記第１交流側に出力する三相ブリッジ構成の第１スイッチング回路からなり、
前記瞬時無効電力補償部は、第２コンデンサと三相ブリッジ構成の第２スイッチング回路と第１リアクトルとからなり、前記第２スイッチング回路の第２直流側には前記第２コンデンサが接続され、前記第２スイッチング回路の第２交流側には前記第１リアクトルを介して前記第１スイッチング回路の前記第１交流側が接続されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電力変換部は、三相１２０度通電方式のスイッチング動作により、前記第１直流側に接続される直流電源からの直流電力を、基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力に変換して前記第１交流側に出力する三相ブリッジ構成の第１スイッチング回路からなり、
前記瞬時無効電力補償部は、第３コンデンサとハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路と第２リアクトルと交流スイッチとからなり、前記第３スイッチング回路の第３直流側には前記第３コンデンサが接続され、前記第３スイッチング回路の第３交流側には前記交流スイッチと前記第２リアクトルを介して前記第１スイッチング回路の前記第１交流側が接続されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電力変換部は、全波整流動作により、前記第１交流側に接続される前記三相系統からの基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力を、直流電力に変換して前記第１直流側に出力する三相ブリッジ構成のダイオード整流回路からなり、
前記瞬時無効電力補償部は、第２コンデンサと三相ブリッジ構成の第２スイッチング回路と第１リアクトルとからなり、前記第２スイッチング回路の第２直流側には前記第２コンデンサが接続され、前記第２スイッチング回路の第２交流側には前記第１リアクトルを介して前記ダイオード整流回路の前記第１交流側が接続されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電力変換部は、全波整流動作により、前記第１交流側に接続される前記三相系統からの基本波電流による瞬時有効電力と高調波電流による瞬時無効電力とを含む交流電力を、直流電力に変換して前記第１直流側に出力する三相ブリッジ構成のダイオード整流回路からなり、
前記瞬時無効電力補償部は、第３コンデンサとハーフブリッジ構成の第３スイッチング回路と第２リアクトルと交流スイッチとからなり、前記第３スイッチング回路の第３直流側には前記第３コンデンサが接続され、前記第３スイッチング回路の第３交流側には前記交流スイッチと前記第２リアクトルを介して前記ダイオード整流回路の前記第１交流側が接続されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第１直流側と前記第２直流側とを共通に接続し、この直流側に接続されるコンデンサを、二つから一つとする構成にしたことを特徴とする請求項２又は請求項４記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第１直流側と前記第３直流側とを共通に接続し、この直流側に接続されるコンデンサを、二つから一つとする構成にしたことを特徴とする請求項３又は請求項５記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１１−１１３２６９（Ｐ２０１１−１１３２６９Ａ）
【公開日】平成２３年６月９日（２０１１．６．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２６８６０８（Ｐ２００９−２６８６０８）
【出願日】平成２１年１１月２６日（２００９．１１．２６）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年６月９日（２０１１．６．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１１月２６日（２００９．１１．２６）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【出願人】（３０４０２１４１７）国立大学法人東京工業大学 (1,821)
【Ｆターム（参考）】
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