ＬＥＤ照明駆動用電源回路
【課題】力率改善回路の効率を高めたＬＥＤ照明駆動用電源回路を提供する。
【解決手段】電源回路１１５は、ＰＦＣ回路１０３と、ＰＦＣ回路１０３に接続された整流平滑回路１０４とを備え、ＰＦＣ回路１０３は、チョークコイル１３と、トランジスタ１９とを含み、整流平滑回路１０４は、整流用ダイオード１４と、サーミスタ１５とを含み、ＰＦＣ回路１０３を電流連続モードで動作させる制御回路１０５を設けた。
【解決手段】電源回路１１５は、ＰＦＣ回路１０３と、ＰＦＣ回路１０３に接続された整流平滑回路１０４とを備え、ＰＦＣ回路１０３は、チョークコイル１３と、トランジスタ１９とを含み、整流平滑回路１０４は、整流用ダイオード１４と、サーミスタ１５とを含み、ＰＦＣ回路１０３を電流連続モードで動作させる制御回路１０５を設けた。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＥＤ（Light Emitting Diode：発光ダイオード）を備えた照明装置に好適に用いられる電源回路に関するものであり、特に、電源回路に含まれるＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）回路（以下、ＰＦＣ回路とも呼ぶ）を構成する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、照明器具の光源として、熱電球や蛍光灯の代わりにＬＥＤを用いることが研究され、商品化もなされている。しかし、ＬＥＤを用いた照明器具では、様々な損失（ＬＥＤの発熱や電源回路の損失など）が発生するため、全体的な効率が低下する。そこで、効率を向上させるために、電源回路にＰＦＣ回路を設けて、電源回路の力率を改善する方法が提案されている。
【０００３】
力率とは、皮相電力に対する実電力（実効電力）の比率である。日本国内では、約１００Ｖの交流電力が６０Ｈｚまたは５０Ｈｚの周波数で供給される。交流電力は、電気的負荷に有効に働く実電力と、電気的負荷でエネルギーが消費されずに交流サイクルで電源に戻される無効電力との両方において消費される。実電力と無効電力とのべクトル和が皮相電力である。そして、皮相電力に対する実電力の比が力率であり、０から１の間の数値となる。無効電力の存在によって、実電力は皮相電力よりも小さくなり、そのため電気的負荷の力率は１未満の数値となる。
【０００４】
商用電源（交流電力）を使用したＬＥＤ照明用の電源回路としては、例えば、商用電源を全波整流し、整流および平滑して直流電圧に変換した後、該直流電圧をスイッチングレギュレータなどで一定の直流電圧に変換し出力するものがある。これにより、ＬＥＤを、一定の直流電圧（電流）で点灯することができる。このような電源回路において、ＰＦＣ回路は、全波整流を行う整流部（例えばブリッジダイオードにより構成）と、整流および平滑する整流平滑部（例えばショットキーバリアダイオードおよび電解コンデンサにより構成）との間に設けられる。また、ＰＦＣ回路を備えた電源回路には、ＰＦＣ回路を制御する制御回路が備えられる。
【０００５】
ＰＦＣ回路は、整流部の出力電圧を昇圧し、このときに整流平滑部に流れ込む電流を調節することで、ＬＥＤ（電気的負荷）の入力電流の電流波形を、力率の高い波形である正弦波に近づける。この動作は、制御回路によって、所定の動作モードに従うように制御されている。動作モードとしては、ＣＲＭ（Current Resonant Mode：電流臨界モード）や、ＣＣＭ（Current Continuity Mode：電流連続モード）などがある。例えば、特許文献２には、ＣＲＭを適用した構成が記載されており、ＰＦＣ回路をＣＲＭで動作させることによって、ＣＲＭの利点を得つつ、力率を改善することが可能となっている。また、力率の改善により高調波電流の発生を抑制できるため、ノイズを低減することができる。
【０００６】
ここで、近年、エコロジーを重視する考えが広まり、省エネルギーを意識した製品を各企業が目指している。このため、ＰＦＣ回路を備えた電源回路では、さらなる効率の改善およびノイズの低減を実現し、さらには低コスト化も実現することが必要となっている。
【０００７】
また、整流平滑部の整流用ダイオードに、従来用いられていたＳｉ（シリコン）からなるショットキーバリアダイオードに代えて、特許文献１に記載のように、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）（炭化ケイ素ともいう）からなるショットキーバリアダイオードを用いることが適している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特表２００３−５２２４１７号公報（２００３年７月２２日公開）
【特許文献２】特表２０１０−５４１２５６号公報（２０１０年１２月２４日公開）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
近年エコロジーを重視する考え、省エネルギーを意識した製品を各企業が目指しているため、ＬＥＤ照明駆動用の電源回路の課題としては効率の改善と、雑音の低減、低コスト化が課題となっている。このため本発明に使用する回路構成としては、ＰＦＣ回路には動作モードをＣＣＭ（Continuous Current Mode ：電流連続モード）で使用し、整流ダイオードにはＳｉＣダイオードを用い、突入電流防止用に小型パワーサーミスタを用いて実現している。
【００１０】
従来のＣＲＭ（Critical Current Mode：臨界モード）ＰＦＣ回路において、整流用ショットキーバリアダイオードにＳｉダイオードを使用した場合には、チョークコイル、および、ＭＯＳＦＥＴに流れるピーク電流が大きくなって、ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時の損失が大きくなり、かつ、突入電流防止用パワーサーミスタに流れる電流のピーク値も大きくなる。このため、大型のパワーサーミスタが必要となり、回路実装面積も大きくなるという問題があった。
【００１１】
本発明は、ＰＦＣ回路に設けられたチョークコイルおよびＭＯＳＦＥＴに流れるピーク電流を低減して効率を高め、突入電流防止用パワーサーミスタを小型化して、高効率化小型化したＬＥＤ照明駆動用電源回路を実現する事を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路は、ブリッジダイオードに接続された力率改善回路と、前記力率改善回路に接続された整流平滑回路とを備え、前記力率改善回路は、一端が前記ブリッジダイオードに接続され、他端が前記整流平滑回路に接続されたチョークコイルと、前記チョークコイルの前記整流平滑回路側にドレインが接続されたトランジスタとを含み、前記整流平滑回路は、前記チョークコイルに接続された整流用ショットキーバリアダイオードを含み、前記ショットキーバリアダイオードに接続された突入電流防止用パワーサーミスタと、前記力率改善回路を電流連続モードで動作させる制御回路とを設けたことを特徴とする。
【００１３】
この特徴により、チョークコイルに流れる電流が連続である電流連続モードで力率改善回路を動作させるので、チョークコイルの電流はトランジスタがオフの期間もゼロにならず連続して流れている。このため、チョークコイルおよびＭＯＳＦＥＴに流れるピーク電流の値が低減されるので、チョークコイルの銅損が少なく、力率改善回路の効率を高めることができる。また、突入電流防止用パワーサーミスタを小型化することができる。その結果、高効率化小型化したＬＥＤ照明駆動用電源回路を実現することができる。
【００１４】
本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路では、前記制御回路は、前記整流平滑回路からの出力信号に基づく信号と基準電圧信号との差分信号を出力する第１増幅器と、前記第１増幅器から出力された差分信号と前記ブリッジダイオードからの出力信号に基づく基準正弦波信号とを乗算した信号を供給する乗算器とを含むことが好ましい。
【００１５】
上記構成により、電流連続モードで力率改善回路を動作させる制御回路を簡単に構成することができる。
【００１６】
本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路では、前記制御回路は、前記乗算器から供給された信号と前記トランジスタのソース電流に基づく信号とを比較した信号を出力する第２増幅器と、前記第２増幅器から出力された信号と発振器から出力された三角波と比較してパルス信号を出力するＰＷＭコンパレータとを含むことが好ましい。
【００１７】
上記構成により、電流連続モードで力率改善回路を動作させる制御回路を簡単に構成することができる。
【００１８】
本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路では、前記整流平滑回路に接続された絶縁方式のＤＣ−ＤＣコンバータをさらに備えることが好ましい。
【００１９】
上記構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータが絶縁方式で構成されるので、１次側回路と２次側回路とを分離することができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路は、前記力率改善回路を電流連続モードで動作させる制御回路を設けたので、高効率化小型化したＬＥＤ照明駆動用電源回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】実施の形態に係る電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】比較例に係る電源回路の構成を示す回路図である。
【図３】実施の形態に係るＬＥＤ照明システムの構成を示すブロック図である。
【図４】上記ＬＥＤ照明システムのＬＥＤ照明回路に設けられたＤＣ−ＤＣコンバータの構成を説明するための図である。
【図５】実施の形態に係る電源回路に設けられたＰＦＣ制御部の構成を説明するための図である。
【図６】上記電源回路の動作を説明するための波形図である。
【図７】従来例に係る電源回路に設けられたＰＦＣ制御部の構成を説明するための図である。
【図８】上記電源回路の動作を説明するための波形図である。
【図９】上記電源回路に設けられた力率改善回路のチョークコイルへの電流波形を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の一実施形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００２３】
本実施の形態では、ＬＥＤを駆動するために直流電圧（電流）を供給する電源回路であって、特に商用電源（交流電源）を利用したＰＦＣ機能付きの電源回路について説明する。まず、電源回路を含む全体のＬＥＤ照明システムについて説明し、その後、電源回路について詳細に説明する。
【００２４】
（ＬＥＤ照明システムの構成）
図３は、ＬＥＤ照明システム１００の一構成例を示すブロック図である。図３に示すようにＬＥＤ照明システム１００は、電気的負荷としてのＬＥＤ群１１０と、ＬＥＤ群１１０に電力を供給するＬＥＤ照明回路１２０と、ＬＥＤ照明回路１２０に制御信号を送信することができる外部機器１３０とを備えている。ＬＥＤ群１１０およびＬＥＤ照明回路１２０は、照明装置を構成している。
【００２５】
ＬＥＤ群１１０は、多数のＬＥＤを含んでおり、全体的またはグループ毎に、直列接続、並列接続、または直並列接続されている。ＬＥＤ群１１０は、ＰＤＭ調光方式およびＤＣ調光方式に対応可能に構成されている。また、各ＬＥＤは、高演色性の白色光（昼白色〜電球色）を発することができるように構成されている。
【００２６】
ＬＥＤ照明回路１２０は、電源回路１１５、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６、ＬＥＤドライバ１０７ａ・１０７ｂ、調光切替回路１０８、およびマイコン１０９を備えている。
【００２７】
電源回路１１５は、ＰＦＣ機能付きの電源回路である。電源回路１１５は、商用電源（例えば、ＡＣ１００Ｖ）からノイズ（高調波電流）を低減するためのラインフィルタ１０１と、ラインフィルタ１０１を通過した交流電圧を整流する整流回路１０２と、整流回路１０２で整流された電圧を整流および平滑する整流平滑回路１０４と、整流回路１０２の出力電圧を昇圧し、このときに整流平滑回路１０４に流れ込む電流を調節することで力率を改善するＰＦＣ回路１０３（力率改善回路）と、ＰＦＣ回路１０３を制御するＰＦＣ制御部１０５（制御回路）とにより構成されている。ＰＦＣ制御部１０５としては、定電流回路ＩＣ（例えば、ＳＴマイクロ製のＬ６５６２Ａ）が用いられる。この構成により、電源回路１１５は、商用電源から、高い力率で低ノイズの直流電圧（電流）を形成し、出力することができる。電源回路１１５の出力電圧（電流）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６、ＬＥＤドライバ１０７ａ、および調光切替回路１０８に供給される。
【００２８】
ＬＥＤドライバ１０７ａ・１０７ｂは、ＬＥＤ群１１０を駆動する。ここでは、ＬＥＤドライバ１０７ａに電圧を印加すると、ＬＥＤドライバ１０７ａによりＬＥＤ群１１０を昼白色で発光させることができ、ＬＥＤドライバ１０７ｂに電圧を印加すると、ＬＥＤドライバ１０７ｂによりＬＥＤ群１１０を電球色で発光させることができる。但し、発光色やドライバの数などは、これに限定されるものではない。
【００２９】
また、ＬＥＤドライバ１０７ａ・１０７ｂは、調光切替回路１０８で設定された調光方式に従って、ＬＥＤ群１１０を駆動する。調光切替回路１０８は、マイコン１０９の制御に応じて、ＰＤＭ調光方式とＤＣ調光方式とを切り替える。例えば、ＬＥＤ群１１０に大電流が流れる領域は、ＤＣ調光方式を使用し、小電流（例えば、定格電流に対して３０％）が流れる領域は、可聴周波数上限である２０ｋＨｚ以上の周波数帯によるＰＤＭ調光方式を使用することが好ましい。
【００３０】
マイコン１０９は、ＬＥＤ群１１０の駆動に関する制御（調光方式、調色、停止など）を行う。マイコン１０９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６から出力される制御電圧に応じて、上記制御を行う。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６は、電源回路１１５の出力電圧から、マイコン１０９への制御電圧を生成している。
【００３１】
また、マイコン１０９は、外部機器１３０からの制御信号（例えば、赤外線信号）に応じて、上記制御を行うこともできる。外部機器１３０としては、リモコン１１１およびホトセンサ１１２が設けられている。これにより、例えば、ユーザは、リモコン１１１への入力操作により、ＬＥＤ群１１０の発光色を変えることができる。また、例えば、ホトセンサ１１２により検出した周囲環境の明るさに応じて、ＬＥＤ群１１０の輝度を変えることができる。
【００３２】
さらに、マイコン１０９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６からの制御電圧を、ＬＥＤ群１１０の常夜灯への電流駆動電圧として用いている。
【００３３】
上記の構成を有するＬＥＤ照明システム１００、特に照明装置では、ＰＦＣ回路１０３を備えた電源回路１１５を備えることによって、高い力率を得ることが可能となり、全体的な効率を向上させることが可能となる。また、高調波電流の発生を抑制できるため、ノイズを低減することが可能となる。
【００３４】
（電源回路の概要）
次に、電源回路１１５の構成について具体的に説明する。なお、以下では、まず比較例として、電源回路１１５を従来のように構成する場合（図２の電源回路９１５）を説明した後、本実施例の電源回路（図１の電源回路１１５）の構成について説明する。
【００３５】
（電源回路の比較例）
図２は、比較例としての電源回路９１５の一構成例を示す図である。図２に示すように、電源回路９１５は、ブリッジダイオード１１、フィルムコンデンサ１２、チョークコイル１３、整流用ダイオード９１４、サーミスタ１５、平滑用コンデンサ１７、ＳＬＯＷタイプのヒューズ９８４、電圧検出回路１８、トランジスタ１９、電流検出用抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、および、ＰＦＣ制御部９０５を備えている。
【００３６】
なお、ブリッジダイオード１１は、整流回路１０２を構成している。フィルムコンデンサ１２、チョークコイル１３、トランジスタ１９、および電流検出用抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は、ＰＦＣ回路１０３を構成している。整流用ダイオード９１４および平滑用コンデンサ１７は、整流平滑回路９９３を構成している。また、図３では、ラインフィルタ１０１を省略して図示している。
【００３７】
ブリッジダイオード１１の２つの入力端子は、ラインフィルタ１０１の２つの出力端子にそれぞれ接続されている。ブリッジダイオード１１の第１出力端子（高電位側の端子）は、チョークコイル１３の主巻線、整流用ダイオード９１４、サーミスタ１５、およびヒューズ９８４をこの順番に介して、電源回路９１５の出力端子ＯＵＴに接続されている。フィルムコンデンサ１２の一方の端子は、ブリッジダイオード１１の第１出力端子に接続されている。平滑用コンデンサ１７の一方の端子は、サーミスタ１５とヒューズ９８４とを接続する経路に接続されている。ブリッジダイオード１１の第２出力端子（低電位側の端子）、フィルムコンデンサ１２の他方の端子、平滑用コンデンサ１７の他方の端子、およびチョークコイル１３の補助巻線の一方の端子は、共通してグランドに接続されている。チョークコイル１３の補助巻線の他方の端子は、ＰＦＣ制御部９０５に接続されている。
【００３８】
フィルムコンデンサ１２は、トランジスタ１９のスイッチングに伴うリップル電流を除去する。チョークコイル１３は、昇圧用のチョークコイルである。整流用ダイオード９１４は、Ｓｉ（シリコン）からなるダイオードにより構成されている。サーミスタ１５は、電源回路９１５に商用電源を接続した瞬間に突入電流が流れることを防止する。平滑用コンデンサ１７は、電解コンデンサにより構成されている。ヒューズ９８４は、電源回路９１５の出力端子に過電流が発生したときに、この過電流から回路内部を保護するための保護回路を構成している。
【００３９】
トランジスタ１９は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ドレイン端子が整流用ダイオード９１４のアノード端子に接続され、ゲート端子がＰＦＣ制御部９０５に接続され、ソース端子が電流検出用抵抗Ｒ３を介してグランドに接続されている。トランジスタ１９は、ＰＦＣ制御部９０５により、オン／オフが切り替えられる。また、電流検出用抵抗Ｒ３に発生する電圧を検出することによって、トランジスタ１９に流れる電流、ひいてはチョークコイル１３の主巻線に流れる電流を検出することができる。これにより、例えば、電流検出用抵抗Ｒ３の検出結果をＰＦＣ制御部９０５に供給して、ＰＦＣ制御部９０５がて所定値を超えたことを判定したときにトランジスタ１９をオフにすることによって、トランジスタ１９を過電流から保護することが可能となる。
【００４０】
電圧検出回路１８は、入力端子が平滑用コンデンサ１７の一方の端子とヒューズ９８４とを接続する経路に接続され、出力端子がＰＦＣ制御部９０５に接続されている。電圧検出回路１８は、PFC回路の出力電圧を安定させると同時に、出力電圧が、短絡により異常に低下したり、過電圧になった場合を検出すると、ＰＦＣ制御部９０５に通知して、トランジスタ１９をオフにさせる。
【００４１】
ＰＦＣ制御部９０５は、ＣＲＭ（臨界モード）で、ＰＦＣ回路１０３を制御する。つまりは、ＰＦＣ制御部９０５は、変動のＰＷＭ周波数（自励発振の周波数）で、トランジスタ１９のスイッチングを制御する。
【００４２】
上記の構成を有する電源回路９１５では、ラインフィルタ１０１を通過した交流電圧は、ブリッジダイオード１１により整流された後、チョークコイル１３により昇圧され、整流用ダイオード９１４および平滑用コンデンサ１７により整流および平滑化されて、直流電圧として出力される。
【００４３】
一方、チョークコイル１３で昇圧している間、ＰＦＣ制御部９０５は、ＣＲＭ（臨界モード）で、トランジスタ１９を高周波数でスイッチング制御している。これにより、整流用ダイオード９１４、ひいては平滑用コンデンサ１７に流れ込む電流が調節されているので、電源回路９１５の力率が改善されている。
【００４４】
しかしながら、ＣＲＭモードで動作するＰＦＣ回路において、整流用ショットキーバリアダイオード９１４にＳｉダイオードを使用した場合には、チョークコイル１３、および、トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）１９に流れるピーク電流が大きくなって、ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時の損失が大きくなり、かつ、突入電流防止用パワーサーミスタ１５に流れる電流のピーク値も大きくなる。このため、大型のパワーサーミスタが必要となり、回路実装面積も大きくなるという問題があった。
【００４５】
（電源回路の実施例）
図１は、本実施例の電源回路１１５の一構成例を示す図である。図１に示すように、電源回路１１５は、ブリッジダイオード１１、フィルムコンデンサ１２、チョークコイル１３、整流用ダイオード１４、サーミスタ１５、即断ヒューズ１６、平滑用コンデンサ１７、電圧検出回路１８、トランジスタ１９、電流検出用抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、および、ＰＦＣ制御部１０５を備えている。
【００４６】
つまりは、電源回路１１５は、比較例としての電源回路９１５と比較して、整流用ダイオード９１４に代えてＳｉＣ整流用ダイオード１４を備えるとともに、ＳＬＯＷタイプのヒューズ９８４を除いて、新たに即断ヒューズ１６を備えた構成を有している。なお、説明の便宜上、前述した比較例の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を適宜省略する。
【００４７】
ブリッジダイオード１１の２つの入力端子は、ラインフィルタ１０１の２つの出力端子にそれぞれ接続されている。なお、図１では、ラインフィルタ１０１を省略して図示している。ブリッジダイオード１１の第１出力端子（高電位側の端子）は、チョークコイル１３の主巻線、整流用ダイオード１４、サーミスタ１５、および即断ヒューズ１６をこの順番に介して、電源回路１１５の出力端子に接続されている。フィルムコンデンサ１２の一方の端子は、ブリッジダイオード１１の第１出力端子に接続されている。平滑用コンデンサ１７の一方の端子は、即断ヒューズ１６と出力端子とを接続する経路に接続されている。ブリッジダイオード１１の第２出力端子（低電位側の端子）、フィルムコンデンサ１２の他方の端子、平滑用コンデンサ１７の他方の端子、およびチョークコイル１３の補助巻線の一方の端子は、共通してグランドに接続されている。チョークコイル１３の補助巻線の他方の端子は、ＰＦＣ制御部１０５に接続されている。
【００４８】
整流用ダイオード１４は、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）からなるショットバリアキーダイオードにより構成されている。即断ヒューズ１６は、電源回路１１５の出力端子ＯＵＴが短絡したときに整流用ダイオード１４に発生する過大電力から、整流用ダイオード１４を保護するための保護回路を構成している。即断ヒューズ１６の定格電流値は、例えば、出力電力１００Ｗの場合は１．５Ａ〜２．０Ａであることが望ましい。この値により、整流用ダイオード１４の安全性を確保することができる。この値以上の定格電流では、オープン破壊に至らない可能性がある。
【００４９】
トランジスタ１９は、ドレイン端子が整流用ダイオード１４のアノード端子に接続され、ゲート端子がＰＦＣ制御部１０５に接続され、ソース端子が電流検出用抵抗Ｒ３を介してグランドに接続されている。電圧検出回路１８は、入力端子が平滑用コンデンサ１７の一方の端子と出力端子ＯＵＴとを接続する経路に接続され、出力端子がＰＦＣ制御部１０５に接続されている。
【００５０】
ＰＦＣ制御部１０５は、ＣＣＭ（電流連続モード）で、ＰＦＣ回路１０３を制御する。つまりは、ＰＦＣ制御部１０５は、固定のＰＷＭ周波数（発振器による固定された周波数）で、トランジスタ１９のスイッチングを制御する。
【００５１】
上記の構成を有する電源回路１１５では、ラインフィルタ１０１を通過した交流電圧は、ブリッジダイオード１１により整流された後、チョークコイル１３により昇圧され、整流用ダイオード１４および平滑用コンデンサ１７により整流および平滑化されて、直流電圧として出力される。
【００５２】
一方、チョークコイル１３で昇圧している間、ＰＦＣ制御部１０５は、ＣＣＭ（電流連続モード）で、トランジスタ１９を高周波数でスイッチング制御している。これにより、整流用ダイオード１４、ひいては平滑用コンデンサ１７に流れ込む電流が調節されているので、電源回路１１５の力率が改善されている。
【００５３】
また、電源回路１１５においては、前述の電源回路９１５と比較して、Ｓｉタイプの整流用ダイオード９１４をＳｉＣタイプの整流用ダイオード１４に置き換えるとともに、ＰＦＣ回路１０３の動作モードをＣＲＭからＣＣＭに変更しているので、整流用ダイオード１４のピーク電流値を低減して熱損失を削減することが可能となり、また、逆回復時間（ｔｒｒ）の低減によりスイッチング損失の削減が可能となる。よって、電源回路１１５では、高い効率を実現することができる。
【００５４】
さらに、電源回路１１５においては、スイッチングのスパイク成分に起因する、ＡＭラジオ帯域のノイズについても低減が可能となる。これにより、より簡易なフィルタ構成とすることができる分、フィルタ部品のコストダウンが可能となる。
【００５５】
そして、電源回路１１５の構成においては、整流用ダイオード１４およびサーミスタ１５の後段であって、平滑用コンデンサ１７の前段に、即断ヒューズ１６が設けられている。よって、アブノーマル試験において、出力端子ＯＵＴの短絡を行った時、出力端子ＯＵＴの短絡により整流用ダイオード１４に発生した最初の過電流により、即座に即断ヒューズ１６がオープン破壊するので、整流用ダイオード１４が破損することを回避することが可能となる。したがって、整流用ダイオード１４が破壊に至る前に、即断ヒューズ１６を安全に破壊することが可能となり、ユーザショックを与える破壊モードになることを回避し、高い安全性を確保することが可能となっている。
【００５６】
なお、即断ヒューズ１６は、上記のようにサーミスタ１５と平滑用コンデンサ１７との間に接続することが重要である。即断ヒューズ１６を、比較例の電源回路９１５においてＳＬＯＷタイプのヒューズ９８４を設置した位置、つまりは平滑用コンデンサ１７の後段に接続した場合は、整流用ダイオード１４の出力端を短絡した場合にオープン破壊することができない。このため、ＳＬＯＷタイプのヒューズ９８４を使用した時と同様に、整流用ダイオード１４は破壊してしまう。
【００５７】
（ＤＣ−ＤＣコンバータの構成）
図４は、ＬＥＤ照明回路１２０に設けられたＤＣ−ＤＣコンバータ１０６の構成を説明するための図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０６は、絶縁方式のタイプであり、メイン回路２０とトランス２１とを有している。トランス２１は、絶縁されて、１次側回路と２次側回路とに分離されている。
【００５８】
（ＰＦＣ制御部の構成）
図５は、電源回路１１５に設けられたＰＦＣ制御部１０５の構成を説明するための図である。図６は、電源回路１１５の動作を説明するための波形図であり、入力電圧波形Ｗ１、インダクタ電流波形Ｗ２、入力電流平均値波形Ｗ３、及びドレイン電圧Ｗ４を示している。
【００５９】
ＰＦＣのＣＣＭ（電流連続モード）回路方式の例について、図５、図６を用いて説明する。これは、昇圧式のチョッパー回路であり、入力電流を、入力電圧と同じ正弦波にするものである。ＣＣＭ（電流連続モード）というのは、チョークコイル１３に流れる電流が連続であることに由来している。
【００６０】
ＰＦＣ制御部１０５は、増幅器２３を有している。増幅器２３は、整流平滑回路１０４からの出力電圧を抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７により分圧した信号と基準電圧信号Ｖｒｅｆとを比較しその差分信号を乗算器２４に供給する。乗算器２４は、ブリッジダイオード１１の出力を抵抗Ｒ４、Ｒ５により分圧した基準正弦波信号と、増幅器２３から供給された差分信号とを乗算した信号を基準電圧として増幅器２５に出力する。増幅器２５は、トランジスタ１９のソース電流を電流検出のための抵抗Ｒ３で検出した信号と、上記基準電圧とを比較してその出力をＰＷＭコンパレータ２６に供給する。ＰＷＭコンパレータ２６は、増幅器２５からの出力を発振機２７の三角波と比較して出力するパルス信号のＯＮ幅を決定する。
【００６１】
すなわち、増幅器２５の出力が発振機２７の三角波に到達するとトランジスタ１９のための駆動信号はＬＯＷとなり、トランジスタ１９はＯＦＦとなる。発振機２７の三角波信号が増幅器２５の出力信号を下回った時点でＰＷＭコンパレータ２６はＨｉｇｈとなりトランジスタ１９は再びＯＮとなりこの動作を繰り返す。インダクタ（チョークコイル１３）を流れる電流は、トランジスタ１９がＯＦＦの期間もゼロにならず、連続して流れている。このため、ピーク電流の値が小さいのでチョークコイル１３の銅損が少なく、さらに図１のサーミスタ１５に流れる実効電流が少なくなるため、サーミスタ１５は小型のパワーサーミスタを選択することができ、コスト、実装スペースで有利になる。
【００６２】
図７は、従来例に係る電源回路に設けられたＰＦＣ制御部９０５の構成を説明するための図である。図８は、上記電源回路の動作を説明するための波形図であり、入力電圧波形Ｗ５、インダクタ電流波形Ｗ６、入力電流平均値波形Ｗ７、及びドレイン電圧Ｗ８を示している。
【００６３】
従来例に係るＣＲＭ（臨界モード）回路方式の例について図７、図８を用いて説明する。これとは、異なる方式で実現させている場合もあるが、動作自体は同じで、区分されるものではない。これも昇圧チョッパー回路で、図８に示す通り、トランジスタ１９がＯＦＦの間に、チョークコイル１３を流れるインダクタ電流波形Ｗ６がゼロＡになった瞬間に、チョークコイル１３の補助巻線からゼロ検出回路８２、遅延回路８６を経て、パルス発生器８３に信号が入り、パルス発生機８３はＯＮ信号を出し、トランジスタ１９がＯＮになる。パルス発生器８３は、トランジスタ１９のオンの間、一定の信号をドライバ２８を介してトランジスタ１９に出力し、整流平滑回路１０４からのＰＦＣ出力を抵抗Ｒ６、Ｒ７で分圧した信号を増幅器２３の一方の基準電圧信号Ｖｒｅｆと比較し、その差分信号が、トランジスタ１９のＯＦＦ期間を決定することにより電圧制御を行っている。これとは、異なる方式でＣＲＭを実現させている場合もあるが、動作自体は同じであり、区分されるものではない。図８に示す通りトランジスタ１９はチョークコイル１３に流れる電流がゼロになってからＯＮするため、周波数が変動し、かつチョークコイル１３に流れる電流のピークは大きく、チョークコイル１３の銅損が大きい上に、図２に示すサーミスタ１５に流れる実効電流は大きいため、サーミスタ１５は大型になり、コスト、実装スペースで不利である。これに対して、本実施の形態では、図６に示すように、トランジスタ１９はチョークコイル１３に流れる電流がゼロになる前にＯＮするため、周波数が安定し、かつチョークコイル１３に流れる電流のピークは小さく、チョークコイル１３の銅損が小さくなる。また、図１に示すサーミスタ１５に流れる実効電流は小さくなるため、サーミスタ１５は小型にすることができ、コスト、実装スペースで有利になる。
【００６４】
図９は、ＰＦＣ回路１０３のチョークコイル１３への電流波形を説明するための図である。電流不連続モードにおける電流波形Ｗ１１と、電流臨界モード（ＣＲＭ）における電流波形Ｗ９と、電流連続モード（ＣＣＭ）における電流波形Ｗ１０と、平均電流波形Ｗ１２とが示されている。チョークコイル１３に流れる電流を比較しているが、同じ平均電流をとった場合の電流臨界モード（ＣＲＭ）のピーク電流ΔＩＣＲＭは、電流連続モード（ＣＣＭ）のピーク電流ΔＩＣＣＭに比較して大きいことが分かる。したがって、実効値が少ないＣＣＭ方式では、図１に示すＣＣＭ方式におけるパワーサーミスタ１５は、図２に示すＣＲＭ方式におけるパワーサーミスタ１５よりも小型化できることが分かる。
【００６５】
（サーミスタの小型化）
ここで出力Ｐｏ＝100ＷのＲＦＣ回路について、入力Vin(rms)min＝ＡＣ85Ｖ、出力Ｖｏ＝385Ｖ、10Ωのパワーサーミスタを使用するとすれば、ＣＣＭ方式にした場合とＣＲＭ方式にした場合とを比較してみる。
【００６６】
まず、ＣＣＭ方式で、効率η＝92％。力率ＰＦ＝0.99とすると、
最大交流ライン電流Iin(max)＝Po/(η＊(Vin(rms)min)＊ＰＦ
＝100/(0.92＊(85)＊0.99)＝1.29Ａ
交流電流ピーク値Iin(pk)max＝√2(Po/η)/Vin(rms)min
＝（1.414＊100/0.92）/85＝1.808Ａ
交流ライン入力電流Iin(avg)max＝2＊Iin(pk)max/π
＝2＊1.808/3.142＝1.151Ａ
Ｌリップル電流ΔＩＬ＝0.3＊Iin(pk)max
＝0.3＊1.808＝0.542Ａ
チョークコイルに流れる実効電流 IL(rms)＝Iin(avg)max＋ΔＩＬ/2/√3
＝1.151＋0.542/2/1.73＝1.308Ａ
一方ＣＲＭ方式の場合、効率η＝90％ 力率ＰＦ＝0.98とすると、
交流電流ピーク値Iin(pk)max＝√2(Po/η)/Vin(rms)min
＝(1.414*100/0.90)/85＝1.848Ａ
交流ライン入力電流Iin(avg)max＝2＊Iin(pk)max/π
＝2＊1.848/3.142＝1.177Ａ
チョークコイルに流れる実効電流はIL(rms)pk＝Iin(avg)max＊√3
＝1.177＊1.73＝2.035Ａ
ＣＣＭ方式に使用できるパワーサーミスタ NTPAA100LDN0 12φ
ＣＲＭ方式に使用できるパワーサーミスタ NTPAJ100DKB0 20φ
となりＣＣＭ方式にすることでサーミスタ１５を小型化することができた。
【００６７】
また、本実施の形態に使用する即断ヒューズ１６については、ＡＣ入力時の突入電流にて、通常動作で破壊してしまう危険性がある。本実施の形態では、突入電流で破壊してしまわないように、かつアブノーマル試験時にオープン破壊できるように、サーミスタ１５を使用し、さらに定格電流値は適切となるように設定した。
【００６８】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明は、ＬＥＤを備えた照明装置に好適に用いられる電源回路に利用することができ、特に、電源回路に含まれるＰＦＣ回路を構成する技術に利用することができる。
【符号の説明】
【００７０】
１１ ブリッジダイオード
１２ フィルムコンデンサ
１３ チョークコイル
１４ 整流用ダイオード（整流用ショットキーバリアダイオード）
１５ サーミスタ（突入電流防止用パワーサーミスタ）
１６ 即断ヒューズ
１７ 平滑用コンデンサ
１９ トランジスタ
２０ メイン回路
２１ トランス
２３ 増幅器
２４ 乗算器
２５ 増幅器
２６ ＰＷＭコンパレータ
２７ 発振機
２８ ドライバ
１００ ＬＥＤ照明システム
１０１ ラインフィルタ
１０２ 整流回路
１０３ ＰＦＣ回路（力率改善回路）
１０４ 整流平滑回路
１０５ ＰＦＣ制御部（制御回路）
１０６ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０７ａ，１０７ｂ ＬＥＤドライバ
１１０ ＬＥＤ群
１１５ 電源回路
１２０ ＬＥＤ照明回路（ＬＥＤ照明駆動用電源回路）
１３０ 外部機器
Ｗ１、Ｗ５ 入力電圧波形
Ｗ２、Ｗ６ インダクタ電流波形
Ｗ３、Ｗ７ 入力電流平均値波形
Ｗ４、Ｗ８ ドレイン電圧波形
Ｗ９ 電流波形
Ｗ１０ 電流波形
Ｗ１１ 電流波形
Ｗ１２ 平均電流波形
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＥＤ（Light Emitting Diode：発光ダイオード）を備えた照明装置に好適に用いられる電源回路に関するものであり、特に、電源回路に含まれるＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）回路（以下、ＰＦＣ回路とも呼ぶ）を構成する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、照明器具の光源として、熱電球や蛍光灯の代わりにＬＥＤを用いることが研究され、商品化もなされている。しかし、ＬＥＤを用いた照明器具では、様々な損失（ＬＥＤの発熱や電源回路の損失など）が発生するため、全体的な効率が低下する。そこで、効率を向上させるために、電源回路にＰＦＣ回路を設けて、電源回路の力率を改善する方法が提案されている。
【０００３】
力率とは、皮相電力に対する実電力（実効電力）の比率である。日本国内では、約１００Ｖの交流電力が６０Ｈｚまたは５０Ｈｚの周波数で供給される。交流電力は、電気的負荷に有効に働く実電力と、電気的負荷でエネルギーが消費されずに交流サイクルで電源に戻される無効電力との両方において消費される。実電力と無効電力とのべクトル和が皮相電力である。そして、皮相電力に対する実電力の比が力率であり、０から１の間の数値となる。無効電力の存在によって、実電力は皮相電力よりも小さくなり、そのため電気的負荷の力率は１未満の数値となる。
【０００４】
商用電源（交流電力）を使用したＬＥＤ照明用の電源回路としては、例えば、商用電源を全波整流し、整流および平滑して直流電圧に変換した後、該直流電圧をスイッチングレギュレータなどで一定の直流電圧に変換し出力するものがある。これにより、ＬＥＤを、一定の直流電圧（電流）で点灯することができる。このような電源回路において、ＰＦＣ回路は、全波整流を行う整流部（例えばブリッジダイオードにより構成）と、整流および平滑する整流平滑部（例えばショットキーバリアダイオードおよび電解コンデンサにより構成）との間に設けられる。また、ＰＦＣ回路を備えた電源回路には、ＰＦＣ回路を制御する制御回路が備えられる。
【０００５】
ＰＦＣ回路は、整流部の出力電圧を昇圧し、このときに整流平滑部に流れ込む電流を調節することで、ＬＥＤ（電気的負荷）の入力電流の電流波形を、力率の高い波形である正弦波に近づける。この動作は、制御回路によって、所定の動作モードに従うように制御されている。動作モードとしては、ＣＲＭ（Current Resonant Mode：電流臨界モード）や、ＣＣＭ（Current Continuity Mode：電流連続モード）などがある。例えば、特許文献２には、ＣＲＭを適用した構成が記載されており、ＰＦＣ回路をＣＲＭで動作させることによって、ＣＲＭの利点を得つつ、力率を改善することが可能となっている。また、力率の改善により高調波電流の発生を抑制できるため、ノイズを低減することができる。
【０００６】
ここで、近年、エコロジーを重視する考えが広まり、省エネルギーを意識した製品を各企業が目指している。このため、ＰＦＣ回路を備えた電源回路では、さらなる効率の改善およびノイズの低減を実現し、さらには低コスト化も実現することが必要となっている。
【０００７】
また、整流平滑部の整流用ダイオードに、従来用いられていたＳｉ（シリコン）からなるショットキーバリアダイオードに代えて、特許文献１に記載のように、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）（炭化ケイ素ともいう）からなるショットキーバリアダイオードを用いることが適している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特表２００３−５２２４１７号公報（２００３年７月２２日公開）
【特許文献２】特表２０１０−５４１２５６号公報（２０１０年１２月２４日公開）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
近年エコロジーを重視する考え、省エネルギーを意識した製品を各企業が目指しているため、ＬＥＤ照明駆動用の電源回路の課題としては効率の改善と、雑音の低減、低コスト化が課題となっている。このため本発明に使用する回路構成としては、ＰＦＣ回路には動作モードをＣＣＭ（Continuous Current Mode ：電流連続モード）で使用し、整流ダイオードにはＳｉＣダイオードを用い、突入電流防止用に小型パワーサーミスタを用いて実現している。
【００１０】
従来のＣＲＭ（Critical Current Mode：臨界モード）ＰＦＣ回路において、整流用ショットキーバリアダイオードにＳｉダイオードを使用した場合には、チョークコイル、および、ＭＯＳＦＥＴに流れるピーク電流が大きくなって、ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時の損失が大きくなり、かつ、突入電流防止用パワーサーミスタに流れる電流のピーク値も大きくなる。このため、大型のパワーサーミスタが必要となり、回路実装面積も大きくなるという問題があった。
【００１１】
本発明は、ＰＦＣ回路に設けられたチョークコイルおよびＭＯＳＦＥＴに流れるピーク電流を低減して効率を高め、突入電流防止用パワーサーミスタを小型化して、高効率化小型化したＬＥＤ照明駆動用電源回路を実現する事を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路は、ブリッジダイオードに接続された力率改善回路と、前記力率改善回路に接続された整流平滑回路とを備え、前記力率改善回路は、一端が前記ブリッジダイオードに接続され、他端が前記整流平滑回路に接続されたチョークコイルと、前記チョークコイルの前記整流平滑回路側にドレインが接続されたトランジスタとを含み、前記整流平滑回路は、前記チョークコイルに接続された整流用ショットキーバリアダイオードを含み、前記ショットキーバリアダイオードに接続された突入電流防止用パワーサーミスタと、前記力率改善回路を電流連続モードで動作させる制御回路とを設けたことを特徴とする。
【００１３】
この特徴により、チョークコイルに流れる電流が連続である電流連続モードで力率改善回路を動作させるので、チョークコイルの電流はトランジスタがオフの期間もゼロにならず連続して流れている。このため、チョークコイルおよびＭＯＳＦＥＴに流れるピーク電流の値が低減されるので、チョークコイルの銅損が少なく、力率改善回路の効率を高めることができる。また、突入電流防止用パワーサーミスタを小型化することができる。その結果、高効率化小型化したＬＥＤ照明駆動用電源回路を実現することができる。
【００１４】
本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路では、前記制御回路は、前記整流平滑回路からの出力信号に基づく信号と基準電圧信号との差分信号を出力する第１増幅器と、前記第１増幅器から出力された差分信号と前記ブリッジダイオードからの出力信号に基づく基準正弦波信号とを乗算した信号を供給する乗算器とを含むことが好ましい。
【００１５】
上記構成により、電流連続モードで力率改善回路を動作させる制御回路を簡単に構成することができる。
【００１６】
本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路では、前記制御回路は、前記乗算器から供給された信号と前記トランジスタのソース電流に基づく信号とを比較した信号を出力する第２増幅器と、前記第２増幅器から出力された信号と発振器から出力された三角波と比較してパルス信号を出力するＰＷＭコンパレータとを含むことが好ましい。
【００１７】
上記構成により、電流連続モードで力率改善回路を動作させる制御回路を簡単に構成することができる。
【００１８】
本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路では、前記整流平滑回路に接続された絶縁方式のＤＣ−ＤＣコンバータをさらに備えることが好ましい。
【００１９】
上記構成により、ＤＣ−ＤＣコンバータが絶縁方式で構成されるので、１次側回路と２次側回路とを分離することができる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係るＬＥＤ照明駆動用電源回路は、前記力率改善回路を電流連続モードで動作させる制御回路を設けたので、高効率化小型化したＬＥＤ照明駆動用電源回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】実施の形態に係る電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】比較例に係る電源回路の構成を示す回路図である。
【図３】実施の形態に係るＬＥＤ照明システムの構成を示すブロック図である。
【図４】上記ＬＥＤ照明システムのＬＥＤ照明回路に設けられたＤＣ−ＤＣコンバータの構成を説明するための図である。
【図５】実施の形態に係る電源回路に設けられたＰＦＣ制御部の構成を説明するための図である。
【図６】上記電源回路の動作を説明するための波形図である。
【図７】従来例に係る電源回路に設けられたＰＦＣ制御部の構成を説明するための図である。
【図８】上記電源回路の動作を説明するための波形図である。
【図９】上記電源回路に設けられた力率改善回路のチョークコイルへの電流波形を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の一実施形態について図面に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００２３】
本実施の形態では、ＬＥＤを駆動するために直流電圧（電流）を供給する電源回路であって、特に商用電源（交流電源）を利用したＰＦＣ機能付きの電源回路について説明する。まず、電源回路を含む全体のＬＥＤ照明システムについて説明し、その後、電源回路について詳細に説明する。
【００２４】
（ＬＥＤ照明システムの構成）
図３は、ＬＥＤ照明システム１００の一構成例を示すブロック図である。図３に示すようにＬＥＤ照明システム１００は、電気的負荷としてのＬＥＤ群１１０と、ＬＥＤ群１１０に電力を供給するＬＥＤ照明回路１２０と、ＬＥＤ照明回路１２０に制御信号を送信することができる外部機器１３０とを備えている。ＬＥＤ群１１０およびＬＥＤ照明回路１２０は、照明装置を構成している。
【００２５】
ＬＥＤ群１１０は、多数のＬＥＤを含んでおり、全体的またはグループ毎に、直列接続、並列接続、または直並列接続されている。ＬＥＤ群１１０は、ＰＤＭ調光方式およびＤＣ調光方式に対応可能に構成されている。また、各ＬＥＤは、高演色性の白色光（昼白色〜電球色）を発することができるように構成されている。
【００２６】
ＬＥＤ照明回路１２０は、電源回路１１５、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６、ＬＥＤドライバ１０７ａ・１０７ｂ、調光切替回路１０８、およびマイコン１０９を備えている。
【００２７】
電源回路１１５は、ＰＦＣ機能付きの電源回路である。電源回路１１５は、商用電源（例えば、ＡＣ１００Ｖ）からノイズ（高調波電流）を低減するためのラインフィルタ１０１と、ラインフィルタ１０１を通過した交流電圧を整流する整流回路１０２と、整流回路１０２で整流された電圧を整流および平滑する整流平滑回路１０４と、整流回路１０２の出力電圧を昇圧し、このときに整流平滑回路１０４に流れ込む電流を調節することで力率を改善するＰＦＣ回路１０３（力率改善回路）と、ＰＦＣ回路１０３を制御するＰＦＣ制御部１０５（制御回路）とにより構成されている。ＰＦＣ制御部１０５としては、定電流回路ＩＣ（例えば、ＳＴマイクロ製のＬ６５６２Ａ）が用いられる。この構成により、電源回路１１５は、商用電源から、高い力率で低ノイズの直流電圧（電流）を形成し、出力することができる。電源回路１１５の出力電圧（電流）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６、ＬＥＤドライバ１０７ａ、および調光切替回路１０８に供給される。
【００２８】
ＬＥＤドライバ１０７ａ・１０７ｂは、ＬＥＤ群１１０を駆動する。ここでは、ＬＥＤドライバ１０７ａに電圧を印加すると、ＬＥＤドライバ１０７ａによりＬＥＤ群１１０を昼白色で発光させることができ、ＬＥＤドライバ１０７ｂに電圧を印加すると、ＬＥＤドライバ１０７ｂによりＬＥＤ群１１０を電球色で発光させることができる。但し、発光色やドライバの数などは、これに限定されるものではない。
【００２９】
また、ＬＥＤドライバ１０７ａ・１０７ｂは、調光切替回路１０８で設定された調光方式に従って、ＬＥＤ群１１０を駆動する。調光切替回路１０８は、マイコン１０９の制御に応じて、ＰＤＭ調光方式とＤＣ調光方式とを切り替える。例えば、ＬＥＤ群１１０に大電流が流れる領域は、ＤＣ調光方式を使用し、小電流（例えば、定格電流に対して３０％）が流れる領域は、可聴周波数上限である２０ｋＨｚ以上の周波数帯によるＰＤＭ調光方式を使用することが好ましい。
【００３０】
マイコン１０９は、ＬＥＤ群１１０の駆動に関する制御（調光方式、調色、停止など）を行う。マイコン１０９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６から出力される制御電圧に応じて、上記制御を行う。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６は、電源回路１１５の出力電圧から、マイコン１０９への制御電圧を生成している。
【００３１】
また、マイコン１０９は、外部機器１３０からの制御信号（例えば、赤外線信号）に応じて、上記制御を行うこともできる。外部機器１３０としては、リモコン１１１およびホトセンサ１１２が設けられている。これにより、例えば、ユーザは、リモコン１１１への入力操作により、ＬＥＤ群１１０の発光色を変えることができる。また、例えば、ホトセンサ１１２により検出した周囲環境の明るさに応じて、ＬＥＤ群１１０の輝度を変えることができる。
【００３２】
さらに、マイコン１０９は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６からの制御電圧を、ＬＥＤ群１１０の常夜灯への電流駆動電圧として用いている。
【００３３】
上記の構成を有するＬＥＤ照明システム１００、特に照明装置では、ＰＦＣ回路１０３を備えた電源回路１１５を備えることによって、高い力率を得ることが可能となり、全体的な効率を向上させることが可能となる。また、高調波電流の発生を抑制できるため、ノイズを低減することが可能となる。
【００３４】
（電源回路の概要）
次に、電源回路１１５の構成について具体的に説明する。なお、以下では、まず比較例として、電源回路１１５を従来のように構成する場合（図２の電源回路９１５）を説明した後、本実施例の電源回路（図１の電源回路１１５）の構成について説明する。
【００３５】
（電源回路の比較例）
図２は、比較例としての電源回路９１５の一構成例を示す図である。図２に示すように、電源回路９１５は、ブリッジダイオード１１、フィルムコンデンサ１２、チョークコイル１３、整流用ダイオード９１４、サーミスタ１５、平滑用コンデンサ１７、ＳＬＯＷタイプのヒューズ９８４、電圧検出回路１８、トランジスタ１９、電流検出用抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、および、ＰＦＣ制御部９０５を備えている。
【００３６】
なお、ブリッジダイオード１１は、整流回路１０２を構成している。フィルムコンデンサ１２、チョークコイル１３、トランジスタ１９、および電流検出用抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３は、ＰＦＣ回路１０３を構成している。整流用ダイオード９１４および平滑用コンデンサ１７は、整流平滑回路９９３を構成している。また、図３では、ラインフィルタ１０１を省略して図示している。
【００３７】
ブリッジダイオード１１の２つの入力端子は、ラインフィルタ１０１の２つの出力端子にそれぞれ接続されている。ブリッジダイオード１１の第１出力端子（高電位側の端子）は、チョークコイル１３の主巻線、整流用ダイオード９１４、サーミスタ１５、およびヒューズ９８４をこの順番に介して、電源回路９１５の出力端子ＯＵＴに接続されている。フィルムコンデンサ１２の一方の端子は、ブリッジダイオード１１の第１出力端子に接続されている。平滑用コンデンサ１７の一方の端子は、サーミスタ１５とヒューズ９８４とを接続する経路に接続されている。ブリッジダイオード１１の第２出力端子（低電位側の端子）、フィルムコンデンサ１２の他方の端子、平滑用コンデンサ１７の他方の端子、およびチョークコイル１３の補助巻線の一方の端子は、共通してグランドに接続されている。チョークコイル１３の補助巻線の他方の端子は、ＰＦＣ制御部９０５に接続されている。
【００３８】
フィルムコンデンサ１２は、トランジスタ１９のスイッチングに伴うリップル電流を除去する。チョークコイル１３は、昇圧用のチョークコイルである。整流用ダイオード９１４は、Ｓｉ（シリコン）からなるダイオードにより構成されている。サーミスタ１５は、電源回路９１５に商用電源を接続した瞬間に突入電流が流れることを防止する。平滑用コンデンサ１７は、電解コンデンサにより構成されている。ヒューズ９８４は、電源回路９１５の出力端子に過電流が発生したときに、この過電流から回路内部を保護するための保護回路を構成している。
【００３９】
トランジスタ１９は、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであり、ドレイン端子が整流用ダイオード９１４のアノード端子に接続され、ゲート端子がＰＦＣ制御部９０５に接続され、ソース端子が電流検出用抵抗Ｒ３を介してグランドに接続されている。トランジスタ１９は、ＰＦＣ制御部９０５により、オン／オフが切り替えられる。また、電流検出用抵抗Ｒ３に発生する電圧を検出することによって、トランジスタ１９に流れる電流、ひいてはチョークコイル１３の主巻線に流れる電流を検出することができる。これにより、例えば、電流検出用抵抗Ｒ３の検出結果をＰＦＣ制御部９０５に供給して、ＰＦＣ制御部９０５がて所定値を超えたことを判定したときにトランジスタ１９をオフにすることによって、トランジスタ１９を過電流から保護することが可能となる。
【００４０】
電圧検出回路１８は、入力端子が平滑用コンデンサ１７の一方の端子とヒューズ９８４とを接続する経路に接続され、出力端子がＰＦＣ制御部９０５に接続されている。電圧検出回路１８は、PFC回路の出力電圧を安定させると同時に、出力電圧が、短絡により異常に低下したり、過電圧になった場合を検出すると、ＰＦＣ制御部９０５に通知して、トランジスタ１９をオフにさせる。
【００４１】
ＰＦＣ制御部９０５は、ＣＲＭ（臨界モード）で、ＰＦＣ回路１０３を制御する。つまりは、ＰＦＣ制御部９０５は、変動のＰＷＭ周波数（自励発振の周波数）で、トランジスタ１９のスイッチングを制御する。
【００４２】
上記の構成を有する電源回路９１５では、ラインフィルタ１０１を通過した交流電圧は、ブリッジダイオード１１により整流された後、チョークコイル１３により昇圧され、整流用ダイオード９１４および平滑用コンデンサ１７により整流および平滑化されて、直流電圧として出力される。
【００４３】
一方、チョークコイル１３で昇圧している間、ＰＦＣ制御部９０５は、ＣＲＭ（臨界モード）で、トランジスタ１９を高周波数でスイッチング制御している。これにより、整流用ダイオード９１４、ひいては平滑用コンデンサ１７に流れ込む電流が調節されているので、電源回路９１５の力率が改善されている。
【００４４】
しかしながら、ＣＲＭモードで動作するＰＦＣ回路において、整流用ショットキーバリアダイオード９１４にＳｉダイオードを使用した場合には、チョークコイル１３、および、トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）１９に流れるピーク電流が大きくなって、ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時の損失が大きくなり、かつ、突入電流防止用パワーサーミスタ１５に流れる電流のピーク値も大きくなる。このため、大型のパワーサーミスタが必要となり、回路実装面積も大きくなるという問題があった。
【００４５】
（電源回路の実施例）
図１は、本実施例の電源回路１１５の一構成例を示す図である。図１に示すように、電源回路１１５は、ブリッジダイオード１１、フィルムコンデンサ１２、チョークコイル１３、整流用ダイオード１４、サーミスタ１５、即断ヒューズ１６、平滑用コンデンサ１７、電圧検出回路１８、トランジスタ１９、電流検出用抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、および、ＰＦＣ制御部１０５を備えている。
【００４６】
つまりは、電源回路１１５は、比較例としての電源回路９１５と比較して、整流用ダイオード９１４に代えてＳｉＣ整流用ダイオード１４を備えるとともに、ＳＬＯＷタイプのヒューズ９８４を除いて、新たに即断ヒューズ１６を備えた構成を有している。なお、説明の便宜上、前述した比較例の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を適宜省略する。
【００４７】
ブリッジダイオード１１の２つの入力端子は、ラインフィルタ１０１の２つの出力端子にそれぞれ接続されている。なお、図１では、ラインフィルタ１０１を省略して図示している。ブリッジダイオード１１の第１出力端子（高電位側の端子）は、チョークコイル１３の主巻線、整流用ダイオード１４、サーミスタ１５、および即断ヒューズ１６をこの順番に介して、電源回路１１５の出力端子に接続されている。フィルムコンデンサ１２の一方の端子は、ブリッジダイオード１１の第１出力端子に接続されている。平滑用コンデンサ１７の一方の端子は、即断ヒューズ１６と出力端子とを接続する経路に接続されている。ブリッジダイオード１１の第２出力端子（低電位側の端子）、フィルムコンデンサ１２の他方の端子、平滑用コンデンサ１７の他方の端子、およびチョークコイル１３の補助巻線の一方の端子は、共通してグランドに接続されている。チョークコイル１３の補助巻線の他方の端子は、ＰＦＣ制御部１０５に接続されている。
【００４８】
整流用ダイオード１４は、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）からなるショットバリアキーダイオードにより構成されている。即断ヒューズ１６は、電源回路１１５の出力端子ＯＵＴが短絡したときに整流用ダイオード１４に発生する過大電力から、整流用ダイオード１４を保護するための保護回路を構成している。即断ヒューズ１６の定格電流値は、例えば、出力電力１００Ｗの場合は１．５Ａ〜２．０Ａであることが望ましい。この値により、整流用ダイオード１４の安全性を確保することができる。この値以上の定格電流では、オープン破壊に至らない可能性がある。
【００４９】
トランジスタ１９は、ドレイン端子が整流用ダイオード１４のアノード端子に接続され、ゲート端子がＰＦＣ制御部１０５に接続され、ソース端子が電流検出用抵抗Ｒ３を介してグランドに接続されている。電圧検出回路１８は、入力端子が平滑用コンデンサ１７の一方の端子と出力端子ＯＵＴとを接続する経路に接続され、出力端子がＰＦＣ制御部１０５に接続されている。
【００５０】
ＰＦＣ制御部１０５は、ＣＣＭ（電流連続モード）で、ＰＦＣ回路１０３を制御する。つまりは、ＰＦＣ制御部１０５は、固定のＰＷＭ周波数（発振器による固定された周波数）で、トランジスタ１９のスイッチングを制御する。
【００５１】
上記の構成を有する電源回路１１５では、ラインフィルタ１０１を通過した交流電圧は、ブリッジダイオード１１により整流された後、チョークコイル１３により昇圧され、整流用ダイオード１４および平滑用コンデンサ１７により整流および平滑化されて、直流電圧として出力される。
【００５２】
一方、チョークコイル１３で昇圧している間、ＰＦＣ制御部１０５は、ＣＣＭ（電流連続モード）で、トランジスタ１９を高周波数でスイッチング制御している。これにより、整流用ダイオード１４、ひいては平滑用コンデンサ１７に流れ込む電流が調節されているので、電源回路１１５の力率が改善されている。
【００５３】
また、電源回路１１５においては、前述の電源回路９１５と比較して、Ｓｉタイプの整流用ダイオード９１４をＳｉＣタイプの整流用ダイオード１４に置き換えるとともに、ＰＦＣ回路１０３の動作モードをＣＲＭからＣＣＭに変更しているので、整流用ダイオード１４のピーク電流値を低減して熱損失を削減することが可能となり、また、逆回復時間（ｔｒｒ）の低減によりスイッチング損失の削減が可能となる。よって、電源回路１１５では、高い効率を実現することができる。
【００５４】
さらに、電源回路１１５においては、スイッチングのスパイク成分に起因する、ＡＭラジオ帯域のノイズについても低減が可能となる。これにより、より簡易なフィルタ構成とすることができる分、フィルタ部品のコストダウンが可能となる。
【００５５】
そして、電源回路１１５の構成においては、整流用ダイオード１４およびサーミスタ１５の後段であって、平滑用コンデンサ１７の前段に、即断ヒューズ１６が設けられている。よって、アブノーマル試験において、出力端子ＯＵＴの短絡を行った時、出力端子ＯＵＴの短絡により整流用ダイオード１４に発生した最初の過電流により、即座に即断ヒューズ１６がオープン破壊するので、整流用ダイオード１４が破損することを回避することが可能となる。したがって、整流用ダイオード１４が破壊に至る前に、即断ヒューズ１６を安全に破壊することが可能となり、ユーザショックを与える破壊モードになることを回避し、高い安全性を確保することが可能となっている。
【００５６】
なお、即断ヒューズ１６は、上記のようにサーミスタ１５と平滑用コンデンサ１７との間に接続することが重要である。即断ヒューズ１６を、比較例の電源回路９１５においてＳＬＯＷタイプのヒューズ９８４を設置した位置、つまりは平滑用コンデンサ１７の後段に接続した場合は、整流用ダイオード１４の出力端を短絡した場合にオープン破壊することができない。このため、ＳＬＯＷタイプのヒューズ９８４を使用した時と同様に、整流用ダイオード１４は破壊してしまう。
【００５７】
（ＤＣ−ＤＣコンバータの構成）
図４は、ＬＥＤ照明回路１２０に設けられたＤＣ−ＤＣコンバータ１０６の構成を説明するための図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０６は、絶縁方式のタイプであり、メイン回路２０とトランス２１とを有している。トランス２１は、絶縁されて、１次側回路と２次側回路とに分離されている。
【００５８】
（ＰＦＣ制御部の構成）
図５は、電源回路１１５に設けられたＰＦＣ制御部１０５の構成を説明するための図である。図６は、電源回路１１５の動作を説明するための波形図であり、入力電圧波形Ｗ１、インダクタ電流波形Ｗ２、入力電流平均値波形Ｗ３、及びドレイン電圧Ｗ４を示している。
【００５９】
ＰＦＣのＣＣＭ（電流連続モード）回路方式の例について、図５、図６を用いて説明する。これは、昇圧式のチョッパー回路であり、入力電流を、入力電圧と同じ正弦波にするものである。ＣＣＭ（電流連続モード）というのは、チョークコイル１３に流れる電流が連続であることに由来している。
【００６０】
ＰＦＣ制御部１０５は、増幅器２３を有している。増幅器２３は、整流平滑回路１０４からの出力電圧を抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ７により分圧した信号と基準電圧信号Ｖｒｅｆとを比較しその差分信号を乗算器２４に供給する。乗算器２４は、ブリッジダイオード１１の出力を抵抗Ｒ４、Ｒ５により分圧した基準正弦波信号と、増幅器２３から供給された差分信号とを乗算した信号を基準電圧として増幅器２５に出力する。増幅器２５は、トランジスタ１９のソース電流を電流検出のための抵抗Ｒ３で検出した信号と、上記基準電圧とを比較してその出力をＰＷＭコンパレータ２６に供給する。ＰＷＭコンパレータ２６は、増幅器２５からの出力を発振機２７の三角波と比較して出力するパルス信号のＯＮ幅を決定する。
【００６１】
すなわち、増幅器２５の出力が発振機２７の三角波に到達するとトランジスタ１９のための駆動信号はＬＯＷとなり、トランジスタ１９はＯＦＦとなる。発振機２７の三角波信号が増幅器２５の出力信号を下回った時点でＰＷＭコンパレータ２６はＨｉｇｈとなりトランジスタ１９は再びＯＮとなりこの動作を繰り返す。インダクタ（チョークコイル１３）を流れる電流は、トランジスタ１９がＯＦＦの期間もゼロにならず、連続して流れている。このため、ピーク電流の値が小さいのでチョークコイル１３の銅損が少なく、さらに図１のサーミスタ１５に流れる実効電流が少なくなるため、サーミスタ１５は小型のパワーサーミスタを選択することができ、コスト、実装スペースで有利になる。
【００６２】
図７は、従来例に係る電源回路に設けられたＰＦＣ制御部９０５の構成を説明するための図である。図８は、上記電源回路の動作を説明するための波形図であり、入力電圧波形Ｗ５、インダクタ電流波形Ｗ６、入力電流平均値波形Ｗ７、及びドレイン電圧Ｗ８を示している。
【００６３】
従来例に係るＣＲＭ（臨界モード）回路方式の例について図７、図８を用いて説明する。これとは、異なる方式で実現させている場合もあるが、動作自体は同じで、区分されるものではない。これも昇圧チョッパー回路で、図８に示す通り、トランジスタ１９がＯＦＦの間に、チョークコイル１３を流れるインダクタ電流波形Ｗ６がゼロＡになった瞬間に、チョークコイル１３の補助巻線からゼロ検出回路８２、遅延回路８６を経て、パルス発生器８３に信号が入り、パルス発生機８３はＯＮ信号を出し、トランジスタ１９がＯＮになる。パルス発生器８３は、トランジスタ１９のオンの間、一定の信号をドライバ２８を介してトランジスタ１９に出力し、整流平滑回路１０４からのＰＦＣ出力を抵抗Ｒ６、Ｒ７で分圧した信号を増幅器２３の一方の基準電圧信号Ｖｒｅｆと比較し、その差分信号が、トランジスタ１９のＯＦＦ期間を決定することにより電圧制御を行っている。これとは、異なる方式でＣＲＭを実現させている場合もあるが、動作自体は同じであり、区分されるものではない。図８に示す通りトランジスタ１９はチョークコイル１３に流れる電流がゼロになってからＯＮするため、周波数が変動し、かつチョークコイル１３に流れる電流のピークは大きく、チョークコイル１３の銅損が大きい上に、図２に示すサーミスタ１５に流れる実効電流は大きいため、サーミスタ１５は大型になり、コスト、実装スペースで不利である。これに対して、本実施の形態では、図６に示すように、トランジスタ１９はチョークコイル１３に流れる電流がゼロになる前にＯＮするため、周波数が安定し、かつチョークコイル１３に流れる電流のピークは小さく、チョークコイル１３の銅損が小さくなる。また、図１に示すサーミスタ１５に流れる実効電流は小さくなるため、サーミスタ１５は小型にすることができ、コスト、実装スペースで有利になる。
【００６４】
図９は、ＰＦＣ回路１０３のチョークコイル１３への電流波形を説明するための図である。電流不連続モードにおける電流波形Ｗ１１と、電流臨界モード（ＣＲＭ）における電流波形Ｗ９と、電流連続モード（ＣＣＭ）における電流波形Ｗ１０と、平均電流波形Ｗ１２とが示されている。チョークコイル１３に流れる電流を比較しているが、同じ平均電流をとった場合の電流臨界モード（ＣＲＭ）のピーク電流ΔＩＣＲＭは、電流連続モード（ＣＣＭ）のピーク電流ΔＩＣＣＭに比較して大きいことが分かる。したがって、実効値が少ないＣＣＭ方式では、図１に示すＣＣＭ方式におけるパワーサーミスタ１５は、図２に示すＣＲＭ方式におけるパワーサーミスタ１５よりも小型化できることが分かる。
【００６５】
（サーミスタの小型化）
ここで出力Ｐｏ＝100ＷのＲＦＣ回路について、入力Vin(rms)min＝ＡＣ85Ｖ、出力Ｖｏ＝385Ｖ、10Ωのパワーサーミスタを使用するとすれば、ＣＣＭ方式にした場合とＣＲＭ方式にした場合とを比較してみる。
【００６６】
まず、ＣＣＭ方式で、効率η＝92％。力率ＰＦ＝0.99とすると、
最大交流ライン電流Iin(max)＝Po/(η＊(Vin(rms)min)＊ＰＦ
＝100/(0.92＊(85)＊0.99)＝1.29Ａ
交流電流ピーク値Iin(pk)max＝√2(Po/η)/Vin(rms)min
＝（1.414＊100/0.92）/85＝1.808Ａ
交流ライン入力電流Iin(avg)max＝2＊Iin(pk)max/π
＝2＊1.808/3.142＝1.151Ａ
Ｌリップル電流ΔＩＬ＝0.3＊Iin(pk)max
＝0.3＊1.808＝0.542Ａ
チョークコイルに流れる実効電流 IL(rms)＝Iin(avg)max＋ΔＩＬ/2/√3
＝1.151＋0.542/2/1.73＝1.308Ａ
一方ＣＲＭ方式の場合、効率η＝90％ 力率ＰＦ＝0.98とすると、
交流電流ピーク値Iin(pk)max＝√2(Po/η)/Vin(rms)min
＝(1.414*100/0.90)/85＝1.848Ａ
交流ライン入力電流Iin(avg)max＝2＊Iin(pk)max/π
＝2＊1.848/3.142＝1.177Ａ
チョークコイルに流れる実効電流はIL(rms)pk＝Iin(avg)max＊√3
＝1.177＊1.73＝2.035Ａ
ＣＣＭ方式に使用できるパワーサーミスタ NTPAA100LDN0 12φ
ＣＲＭ方式に使用できるパワーサーミスタ NTPAJ100DKB0 20φ
となりＣＣＭ方式にすることでサーミスタ１５を小型化することができた。
【００６７】
また、本実施の形態に使用する即断ヒューズ１６については、ＡＣ入力時の突入電流にて、通常動作で破壊してしまう危険性がある。本実施の形態では、突入電流で破壊してしまわないように、かつアブノーマル試験時にオープン破壊できるように、サーミスタ１５を使用し、さらに定格電流値は適切となるように設定した。
【００６８】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明は、ＬＥＤを備えた照明装置に好適に用いられる電源回路に利用することができ、特に、電源回路に含まれるＰＦＣ回路を構成する技術に利用することができる。
【符号の説明】
【００７０】
１１ ブリッジダイオード
１２ フィルムコンデンサ
１３ チョークコイル
１４ 整流用ダイオード（整流用ショットキーバリアダイオード）
１５ サーミスタ（突入電流防止用パワーサーミスタ）
１６ 即断ヒューズ
１７ 平滑用コンデンサ
１９ トランジスタ
２０ メイン回路
２１ トランス
２３ 増幅器
２４ 乗算器
２５ 増幅器
２６ ＰＷＭコンパレータ
２７ 発振機
２８ ドライバ
１００ ＬＥＤ照明システム
１０１ ラインフィルタ
１０２ 整流回路
１０３ ＰＦＣ回路（力率改善回路）
１０４ 整流平滑回路
１０５ ＰＦＣ制御部（制御回路）
１０６ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０７ａ，１０７ｂ ＬＥＤドライバ
１１０ ＬＥＤ群
１１５ 電源回路
１２０ ＬＥＤ照明回路（ＬＥＤ照明駆動用電源回路）
１３０ 外部機器
Ｗ１、Ｗ５ 入力電圧波形
Ｗ２、Ｗ６ インダクタ電流波形
Ｗ３、Ｗ７ 入力電流平均値波形
Ｗ４、Ｗ８ ドレイン電圧波形
Ｗ９ 電流波形
Ｗ１０ 電流波形
Ｗ１１ 電流波形
Ｗ１２ 平均電流波形
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブリッジダイオードに接続された力率改善回路と、
前記力率改善回路に接続された整流平滑回路とを備え、
前記力率改善回路は、一端が前記ブリッジダイオードに接続され、他端が前記整流平滑回路に接続されたチョークコイルと、前記チョークコイルの前記整流平滑回路側にドレインが接続されたトランジスタとを含み、
前記整流平滑回路は、前記チョークコイルに接続された整流用ショットキーバリアダイオードを含み、
前記ショットキーバリアダイオードに接続された突入電流防止用パワーサーミスタと、
前記力率改善回路を電流連続モードで動作させる制御回路とを設けたことを特徴とするＬＥＤ照明駆動用電源回路。
【請求項２】
前記制御回路は、前記整流平滑回路からの出力信号に基づく信号と基準電圧信号との差分信号を出力する第１増幅器と、前記第１増幅器から出力された差分信号と前記ブリッジダイオードからの出力信号に基づく基準正弦波信号とを乗算した信号を供給する乗算器とを含む請求項１記載のＬＥＤ照明駆動用電源回路。
【請求項３】
前記制御回路は、前記乗算器から供給された信号と前記トランジスタのソース電流に基づく信号とを比較した信号を出力する第２増幅器と、前記第２増幅器から出力された信号と発振器から出力された三角波と比較してパルス信号を出力するＰＷＭコンパレータとを含む請求項２記載のＬＥＤ照明駆動用電源回路。
【請求項４】
前記整流平滑回路に接続された絶縁方式のＤＣ−ＤＣコンバータをさらに備える請求項１記載のＬＥＤ照明駆動用電源回路。
【請求項１】
ブリッジダイオードに接続された力率改善回路と、
前記力率改善回路に接続された整流平滑回路とを備え、
前記力率改善回路は、一端が前記ブリッジダイオードに接続され、他端が前記整流平滑回路に接続されたチョークコイルと、前記チョークコイルの前記整流平滑回路側にドレインが接続されたトランジスタとを含み、
前記整流平滑回路は、前記チョークコイルに接続された整流用ショットキーバリアダイオードを含み、
前記ショットキーバリアダイオードに接続された突入電流防止用パワーサーミスタと、
前記力率改善回路を電流連続モードで動作させる制御回路とを設けたことを特徴とするＬＥＤ照明駆動用電源回路。
【請求項２】
前記制御回路は、前記整流平滑回路からの出力信号に基づく信号と基準電圧信号との差分信号を出力する第１増幅器と、前記第１増幅器から出力された差分信号と前記ブリッジダイオードからの出力信号に基づく基準正弦波信号とを乗算した信号を供給する乗算器とを含む請求項１記載のＬＥＤ照明駆動用電源回路。
【請求項３】
前記制御回路は、前記乗算器から供給された信号と前記トランジスタのソース電流に基づく信号とを比較した信号を出力する第２増幅器と、前記第２増幅器から出力された信号と発振器から出力された三角波と比較してパルス信号を出力するＰＷＭコンパレータとを含む請求項２記載のＬＥＤ照明駆動用電源回路。
【請求項４】
前記整流平滑回路に接続された絶縁方式のＤＣ−ＤＣコンバータをさらに備える請求項１記載のＬＥＤ照明駆動用電源回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１３−４５７５４（Ｐ２０１３−４５７５４Ａ）
【公開日】平成２５年３月４日（２０１３．３．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８５１４８（Ｐ２０１１−１８５１４８）
【出願日】平成２３年８月２６日（２０１１．８．２６）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月４日（２０１３．３．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月２６日（２０１１．８．２６）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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