インバータ電源装置
【課題】従来技術のソフトスイッチング方式のインバータ電源装置では、最小出力近傍でインバータ回路のパルス幅変調が不安定状態となり最小出力近傍で出力が安定しない。
【解決手段】直流電源回路からの出力を高周波交流電圧に変換するインバータ回路とパルス幅変調を行うパルス幅変調制御回路と直流電源回路から出力を供給する電力開閉用素子とインバータ回路の入力側に設けた補助コンデンサと第１及び第２出力制御信号に応じて電力開閉用素子を導通及び遮断する電力開閉用駆動回路と出力設定値が所定より大きいとき第１及び第２出力制御信号がオンになると第１乃至第４素子を導通しオフになると補助コンデンサ放電時間が経過した後に遮断し所定基準値未満のときに第１及び第２出力制御信号がオフになると第１乃至第４素子を遮断させるインバータ駆動回路と負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを具備したことを特徴とするインバータ電源装置である。
【解決手段】直流電源回路からの出力を高周波交流電圧に変換するインバータ回路とパルス幅変調を行うパルス幅変調制御回路と直流電源回路から出力を供給する電力開閉用素子とインバータ回路の入力側に設けた補助コンデンサと第１及び第２出力制御信号に応じて電力開閉用素子を導通及び遮断する電力開閉用駆動回路と出力設定値が所定より大きいとき第１及び第２出力制御信号がオンになると第１乃至第４素子を導通しオフになると補助コンデンサ放電時間が経過した後に遮断し所定基準値未満のときに第１及び第２出力制御信号がオフになると第１乃至第４素子を遮断させるインバータ駆動回路と負荷に応じた出力に変換する出力変換回路とを具備したことを特徴とするインバータ電源装置である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に電力を供給する高周波電源のインバータ電源装置において、特に直流電圧をスイッチング素子によって高周波交流電圧に変換する時に発生するインバータ部のスイッチング損失の値を低減する技術に関するもので、特に出力電力を小さくした際の特性を改善するためのものである。
【背景技術】
【０００２】
図７は、従来技術のインバータ電源装置の代表的な例であるアーク加工用電源装置の電気接続図である。同図を用いて従来技術のインバータ電源装置の動作について説明する。直流電源回路は、三相交流商用電源ＡＣの出力を整流して直流電圧に変換する一次整流回路ＤＲ１と、上記直流に変換した電圧を平滑する平滑コンデンサＣ１とから形成されている。
【０００３】
図７に示すブリッジ接続されたインバータ回路は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４によって形成され、相対向する辺を形成する第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４と、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３とがそれぞれ対をなし、これらの対をなす第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４又は第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が交互に導通と遮断を繰り返して直流電圧を高周波交流電圧に変換する。
【０００４】
第１の逆導通ダイオードＤ１乃至第４の逆導通ダイオードＤ４は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４に逆極性で並列に接続し、導通から遮断に移行するときに発生するサージ電圧を平滑コンデンサＣ１及び補助コンデンサＣ２にバイパスして逆電圧の印加を防止する。変圧器ＩＮＴは、一次側の高周波交流電圧をアーク加工（負荷）に適した電圧に変換する。二次整流回路ＤＲ２は、上記変圧器ＩＮＴの出力を整流してアーク加工用直流電圧に変換し直流リアクトルＤＣＬを通じて供給する。
【０００５】
出力電流検出回路ＩＤは、出力電流を検出して出力電流検出信号Ｉｄとして出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力設定回路ＩＲによって設定した出力設定信号Ｉｒと出力電流検出信号Ｉｄとを誤差増幅してフィードバック信号Ｅｒとして出力する。パルス幅変調制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するパルス幅変調制御を行い、フィードバック信号Ｅｒの値に応じてパルス幅変調制御を行い、互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。
【０００６】
電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は、平滑コンデンサＣ１と補助コンデンサＣ２との間に直列に接続されたスイッチング素子であり、直流電源回路からの出力の供給を制御する。また、インバータ回路がターンオフした後に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生して、上記補助コンデンサＣ２が高電圧に充電され電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の定格電圧以上になると素子が破壊する。第５の逆導通ダイオードＤ５はこの高電圧を平滑コンデンサＣ１にバイパスさせて高電圧の発生を防止する。
【０００７】
補助コンデンサＣ２は、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の入力電圧と出力電圧を略同一電圧（零電圧）でスイッチングするものである。且つ、ブリッジ接続したインバータ回路の第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４を略零電圧でターンオフさせる。
【０００８】
インバータ駆動回路ＳＲは、図８に示すように第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１及び第２のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ２を含み、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＨｉｇｈレベルに変化すると第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をＨｉｇｈレベルにし、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化すると、この変化した時点から上記第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１が時限を開始し補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に上記第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をＬｏｗレベルにする。続いて、第２の出力制御信号Ｓｃ２がＨｉｇｈレベルに変化すると第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３をＨｉｇｈレベルにし、上記第２の出力制御信号Ｓｃ２がＬｏｗレベルに変化すると、この変化した時点から上記第２のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ２が時限を開始し補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に上記第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３のＬｏｗレベルにする。
【０００９】
電力開閉用駆動回路ＣＲは、第１の出力制御信号Ｓｃ１と第２の出力制御信号Ｓｃ２とをオア論理を行って電力開閉用駆動信号Ｃｒとして出力する。
【００１０】
図９は、図７に示す従来技術のインバータ電源装置の代表例であるアーク加工用電源装置の動作を説明する波形タイミング図であり、同図（Ａ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｂ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。同図（Ｃ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｄ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を示す。同図（Ｅ）の波形は電力開閉用駆動信号Ｃｒを示し、同図（Ｆ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｇ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｈ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｉ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｊ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。同図（Ｋ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ５を示し、同図（Ｌ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ５を示す。
【００１１】
以下、図９の波形タイミング図を用いて動作について説明する。起動信号Ｔｓが入力されるとパルス幅変調制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒの値に応じて定まる図９（Ａ）に示すパルス幅期間Ｔ１の第１の出力制御信号Ｓｃ１、続いて、同図（Ｂ）に示すパルス幅期間Ｔ２の第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。同図（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がインバータ駆動回路ＳＲに入力されると、同図（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をＨｉｇｈレベルにして第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。このときに同図（Ｈ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、コレクタ電流Ｉｃ１の立ち上がりが緩やかとなり、同図（Ｇ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流ターンオンとなる。
【００１２】
図９（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化すると、インバータ駆動回路ＳＲは時限を開始して補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した同図（Ｃ）に示す、時刻ｔ＝ｔ３の時点で第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をＬｏｗレベルにする。上記よりＴ１+Ｔａ＝Ｔ３の間は、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通し、このときに飽和損失が発生する。また、時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化すると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号ＣｒをＬｏｗレベルにする。このとき電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５はパルス幅期間Ｔ５の間は飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき、補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２は充分充電されており、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とが略同一電圧の零電圧でターンオフされる。
【００１３】
図９（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４がＬｏｗレベルに変化すると、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が遮断するが、このとき既に同図（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が相当に放電され略零電圧になっているので、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４の遮断と同時に、第２の逆導通ダイオードＤ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３が導通し、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは略零となっている上記補助コンデンサＣ２に充電され、上記補助コンデンサＣ２の端子電圧は同図（Ｆ）のように緩やかに上昇する。このとき、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４には上記補助コンデンサＣ２の端子電圧、同図（Ｆ）に示すＶｃ２と同じ電圧（零電圧）が印加されるので、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４のターンオフ時の電圧と電流の積は略零となり、いわゆる零電圧ターンオフが実現できる。また、時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４はアーム短絡を防止するデッドタイム時間である。
【００１４】
時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１は、補助コンデンサＣ２を充電する充電電流が流れる期間であり、この期間中は図９（Ｆ）に示すように上記補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同じ電圧まで充電される。時刻ｔ＝ｔ３１〜ｔ３２は、第５の逆導通ダイオードＤ５がオンして、変圧器ＩＮＴに蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサＣ１に回生される期間である。続いて、時刻ｔ＝ｔ３２〜ｔ４はインバータ回路が休止状態にあり、この期間において、同図（Ｉ）に示す第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間に電圧Ｖ２が発生する。
【００１５】
時刻ｔ＝ｔ４において、図９（Ｅ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒは第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２がＨｉｇｈレベルに変化すると上記電力開閉用駆動信号ＣｒもＨｉｇｈレベルに変化して電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を導通する。この時点では、前期時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１の期間において、既に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって、補助コンデンサＣ２に電荷が充分充電されており、このため電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とが略同一電圧であるので零電圧でターンオンすることができる。
【００１６】
また、時刻ｔ＝ｔ４において、図９（Ｂ）に示す第２の出力制御信号Ｓｃ２がインバータ駆動回路ＳＲに入力されると、同図（Ｄ）に示す第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び（図示省略の）第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３を出力して第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通させる。このときにコレクタ電流Ｉｃ２は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、図９（Ｊ）に示すコレクタ電流Ｉｃ２の立ち上がりが緩やかとなり、図９（Ｉ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流でターンオンとなる。また、時刻ｔ＝ｔ５以後については上述と同一動作を繰り返す。
ところで、特許文献１では、上述に示すフルブリッジ形式のインバータ回路で各スイッチング素子を零電圧でターンオフさせて損失を減少させるソフトスイッチング技術が開示されている。
【００１７】
【特許文献１】特開２００３−３１１４０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
図７に示す、従来技術のソフトスイッチング方式のインバータ電源装置では、予め定めた大出力電力領域において、インバータ回路の第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子又は第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子がターンオフのときに、略零電圧でターンオフを行ってターンオフ損失値を低減する効果がある。しかし、予め定めた低出力電力領域において、補助コンデンサは、図９に示す時刻ｔ＝ｔ２において直流電源回路から出力の供給が停止され、時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３（補助コンデンサ放電時間Ｔａ）で充電されたエネルギーが放電される。このときに、放電されたエネルギーが駆動しているインバータ回路を介して出力側に伝達される。低出力電力領域では、パルス幅変調出力回路の出力信号のパルス幅は狭くなる。このとき、上記補助コンデンサから出力側に供給される放電エネルギーがフィードバック信号に影響し、上記パルス幅をより狭くなるように制御する。上述より、インバータ電源装置の出力を最小値近傍に設定とすると、上記補助コンデンサの放電エネルギーによって上記パルス幅変調出力回路は所定の最小パルス幅を超えてより狭く制御しようとするために、上記インバータ回路は動作が安定しなくなり、最小出力値近傍において安定した電力供給ができなくなる。
【００１９】
そこで、本発明では、大出力電力領域においてターンオフ損失値を大きく減少させ、更に、最小出力値近傍のおいて所定の小出力電力を安定して供給するインバータ電源装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、直流電圧を出力する直流電源回路と、第１のスイッチング素子と第１のスイッチング素子に相対向する第４のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に相対向する第３のスイッチング素子ブリッジを形成し上記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、負荷の電流と予め定めた出力設定値とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、上記フィードバック制御信号に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、上記直流電源回路と上記インバータ回路との間に設けて上記直流電源回路から出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と、上記インバータ回路の入力側に並列に設けた補助コンデンサと、上記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がハイレベルに変化すると上記電力開閉用スイッチング素子を導通し上記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がローレベルに変化すると上記電力開閉用スイッチング素子を遮断する電力開閉用駆動回路と、上記出力設定値が予め定めた出力設定基準値より大きいときに上記第１の出力制御信号がハイレベルに変化すると上記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を導通させ上記第１の出力制御信号がローレベルに変化すると上記補助コンデンサが相当に放電するまでの補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて上記第２の出力制御信号がハイレベルに変化すると上記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を導通させ上記第２の出力制御信号がローレベルに変化すると上記補助コンデンサが相当に放電するまでの補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を遮断し、上記出力設定値が上記出力設定基準値未満のときに上記第１の出力制御信号がローレベルに変化すると上記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて上記第２の出力制御信号がローレベルに変化すると上記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を遮断させるインバータ駆動回路と、上記高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変圧器と、上記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路と、を具備したことを特徴とするインバータ電源装置である。
【００２１】
第２の発明は、上記電力開閉用駆動回路は、上記出力設定値が上記出力設定基準値より大きいときに、上記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がハイレベルに変化すると上記電力開閉用スイッチング素子を導通し上記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がローレベルに変化すると上記電力開閉用スイッチング素子を遮断し、上記出力設定値が上記出力設定基準値未満のときに、上記電力開閉用スイッチング素子を常時導通することを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。
【発明の効果】
【００２２】
第１の発明によれば、予め定めた出力設定値以上のとき、ソフトスイッチング制御を行いインバータ回路の第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子又は第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を交互に遮断する前に電力開閉用スイッチング素子を遮断して補助コンデンサのエネルギー相当に放電した後に、上記インバータ回路の各スイッチング素子を遮断すると、上記インバータ回路の各スイッチング素子は零電圧でターンオフが可能となりターンオフ損失値を小さくする。上記従来の効果に維持しながら、上記出力設定値未満（低出力電力領域）のとき、ソフトスイッチング制御からハードスイッチング制御に切り換えて出力制御を行うので、補助コンデンサのエネルギーが放電するときに上記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子又は第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子が遮断されているため、上記補助コンデンサの放電エネルギーの一部を出力側に伝達することが防止できる。したがって、上記インバータ回路の出力設定を最小値近傍になるように設定しても上記補助コンデンサの放電エネルギーがフィードバック信号に影響を与えない。よって、インバータ回路は安定した動作が可能となり最小出力値近傍の電力供給が可能となる。
【００２３】
第２の発明によれば、ハードスイッチング制御のときに、上記電力開閉用スイッチング素子を常時導通するので、上記電力開閉用駆動回路の制御が簡単になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
［実施の形態１］
本発明の実施の形態１について、図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の形態１のインバータ電源装置の代表例であるアーク加工用電源装置の電気接続図である。図１において、図７に示す従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図と同一符号は同一動作を行うので相違する動作について説明する。
【００２５】
図２に示す出力設定判別回路ＳＨは、比較回路ＣＰと出力設定基準回路ＩＦとで形成され、上記比較回路ＣＰは上記出力設定基準回路ＩＦによって設定した予め定めた出力設定基準値Ｉｆと出力設定回路ＩＲによって設定された出力設定信号Ｉｒの値とを比較し、上記出力設定信号Ｉｒの値が上記出力設定基準値Ｉｆより小さいときに出力設定判別信号ＳｈをHｉｇｈレベルにして出力する。
【００２６】
図３に示す出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳは、第１のオアゲートＯＲ１、第２のオアゲートＯＲ２、第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１、第２のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ２、第１のバッファゲートＢＦ１、第２のバッファゲートＢＦ２、第３のバッファゲートＢＦ３及び第４のバッファゲートＢＦ４によって形成されている。
【００２７】
第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１は、出力設定判別信号ＳｈがＬｏｗレベルのとき動作状態となり、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化すると時限を開始して補助コンデンサが相当に放電する時限を設定して補助コンデンサ放電信号Ｔａとして出力する。第１のオアゲートＯＲ１は、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１と上記補助コンデンサ放電信号Ｔａとのオア論理を行って第１のオア信号Ｏｒ１を出力する。続いて、上記第１のオア信号Ｏｒ１は、第１のバッファゲートＢＦ１及び第４のバッファゲートＢＦ４によって分離され第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４として出力する。
【００２８】
第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１は、出力設定判別信号ＳｈがＨｉｇｈレベルに変化すると停止状態となり、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化しても時限を設定しない。このとき、第１のオアゲートＯＲ１は上記第１の出力制御信号Ｓｃ１を第１のオア信号Ｏｒ１として出力する。続いて、上記第１のオア信号Ｏｒ１は、第１のバッファゲートＢＦ１及び第４のバッファゲートＢＦ４によって分離され第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４として出力する。
【００２９】
図３に示す、第２のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ２、第２のオアゲートＯＲ２、第２のバッファゲートＢＦ２及び第３のバッファゲートＢＦ３も上述と同一動作を行う。
【００３０】
図４は、図１に示す本発明のインバータ電源装置の代表例であるアーク加工用電源装置動作を説明するタイミング図であり、同図（Ａ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｂ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。同図（Ｃ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｄ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を示す。同図（Ｅ）に示す波形は出力設定信号Ｉｒを示し、同図（Ｆ）に示す波形は出力設定判別信号Ｓｈを示し、同図（Ｇ）の波形は電力開閉用駆動信号Ｃｒを示し、同図（Ｈ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｉ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｊ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｋ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｌ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。同図（Ｍ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ５を示す。
【００３１】
以下、図４の波形タイミング図を用いて動作について説明する。起動信号Ｔｓが入力されるとパルス幅変調制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒの値に応じて定まる図４（Ａ）に示すパルス幅Ｔ１の第１の出力制御信号Ｓｃ１、続いて、同図（Ｂ）に示すパルス幅Ｔ２の第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。同図（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１が出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳに入力されると、同図（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をＨｉｇｈレベルにして第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。このときに同図（Ｊ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、コレクタ電流Ｉｃ１の立ち上がりが緩やかとなり、同図（Ｉ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流ターンオンとなる。
【００３２】
図４（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化すると、出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳは時限を開始して補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した同図（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３の時点で第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をＬｏｗレベルにする。上記よりＴ１+Ｔａ＝Ｔ３の期間は、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通し、このときに飽和損失が発生する。また、時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化すると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号ＣｒをＬｏｗレベルにする。このとき電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５はパルス幅Ｔ５の期間は飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき、補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２は充分充電されており、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とが略同一電圧であるので零電圧でターンオンすることができる。
【００３３】
図４（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４がＬｏｗレベルに変化すると、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が遮断するが、このとき既に同図（Ｈ）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が相当に放電され略零電圧になっているので、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４のターンオフ時の電圧と電流の積は略零となり、いわゆる零電圧ターンオフが実現できる。
【００３４】
時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１は、補助コンデンサＣ２を充電する充電電流が流れる期間であり、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４の遮断と同時に、第２の逆導通ダイオードＤ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３が導通し、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは略零となっている上記補助コンデンサＣ２に充電され、この期間中は図４（Ｈ）に示すように上記補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同じ電圧まで穏やかに充電する。
【００３５】
時刻ｔ＝ｔ３３において、図４（Ｅ）に示す出力設定値Ｉｒが小さくなると、出力設定判別回路ＳＨは予め定めた出力設定基準値Ｉｆと上記小さくなった出力設定値Ｉｒと比較し、上記出力設定値Ｉｒが出力設定基準値Ｉｆより小さいときに、図４（Ｆ）に示す出力設定判別信号ＳｈをHｉｇｈレベルにして出力する。このとき、インバータ電源装置はソフトスイッチング制御からハードスイッチング制御に切り換わる。
【００３６】
図３に示す出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳの第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１は、入力信号である出力設定判別信号ＳｈがＨｉｇｈレベルに変化すると停止状態となり、一方の入力信号である第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化しても時限を設定しない。
【００３７】
時刻ｔ＝ｔ４において、図４（Ｇ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒは第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２がＨｉｇｈレベルに変化すると上記電力開閉用駆動信号ＣｒもＨｉｇｈレベルに変化して電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を導通する。この時点では、前期時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３２の期間において、既に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって、補助コンデンサＣ２に電荷が充分充電されており、このため電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とが略同一電圧であり、零電圧でターンオンすることができる。
【００３８】
また、時刻ｔ＝ｔ４において、図４（Ｂ）に示す第２の出力制御信号Ｓｃ２が出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳに入力されると、同図（Ｄ）に示す第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び（図示省略の）第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３を出力して第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通させる。このとき、コレクタ電流Ｉｃ２は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、図４（Ｌ）に示すコレクタ電流Ｉｃ２の立ち上がりが緩やかとなり、図４（Ｋ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流でターンオンとなる。
【００３９】
図４（Ｂ）に示す時刻ｔ＝ｔ５において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がＬｏｗレベルに変化すると、出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳは、直ちに第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３をＬｏｗレベルにし、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３は遮断する。このとき、同図（Ｋ）に示す第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２と同図（Ｌ）に示すコレクタ電流Ｉｃ２との積によってターンオフ損失が発生し、上記第３のスイッチング素子ＴＲ３も同様のターンオフ損失が発生する。また、パルス幅Ｔ４の期間は、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通し飽和損失が発生する。
【００４０】
時刻ｔ＝ｔ５において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がＬｏｗレベルに変化すると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号ＣｒをＬｏｗレベルにする。このときに、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のパルス幅Ｔ８の期間は飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき図４（Ｈ）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２は充電が維持されており、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の遮断時は入力電圧と出力電圧とが略同一電圧であり、零電圧でターンオフすることができる。
【００４１】
時刻ｔ＝ｔ７において、図４（Ｇ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒは第１の出力制御信号Ｓｃ１がＨｉｇｈレベルに変化すると上記電力開閉用駆動信号ＣｒもＨｉｇｈレベルに変化して電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を導通する。この時点では、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって、補助コンデンサＣ２に電荷が充分充電されており、このため電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とが略同一電圧であり、零電圧でターンオンすることができる。
【００４２】
また、時刻ｔ＝ｔ７において、図４（Ａ）に示す第１の出力制御信号Ｓｃ１が出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳに入力されると、同図（Ｅ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４を出力して第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。このときにコレクタ電流Ｉｃ１は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、図４（Ｊ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１の立ち上がりが緩やかとなり、図４（Ｉ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２との積で生じるターンオン損失が発生する。
【００４３】
上述より、低出力電力領域のとき、ソフトスイッチング制御からハードスイッチング制御に切り換えて出力制御を行うことによって、補助コンデンサＣ２の放電エネルギーの一部が出力側に伝達されず、インバータ装置の出力を最小近傍に設定しても上記補助コンデンサＣ２の放電エネルギーが出力側に伝達されずフィードバック信号に影響を与えない。よって、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１乃至第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４が最小パルス幅で安定して出力され、所定の最小出力値が出力可能になる。
【００４４】
［実施の形態２］
図５は、本発明の実施の形態２の電気接続図である。図５において、図１に示す本発明の実施の形態１の電気接続図と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する動作について説明する。
【００４５】
出力設定値対応電力開閉用駆動回路ＣＲＳは、第１の出力制御信号Ｓｃ１、第２の出力制御信号Ｓｃ２及び出力設定判別信号Ｓｈを入力とし、上記出力設定判別信号ＳｈがＬｏｗレベルのとき、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１と第２の出力制御信号Ｓｃ２とのオア論理を行って電力開閉用駆動信号Ｃｒとして出力し、上記出力設定判別信号ＳｈがＨｉｇｈレベルのとき、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２に関係なく上記電力開閉用駆動信号Ｃｒを常時Ｈｉｇｈレベルにして出力する。
【００４６】
図６は、図５に示す本発明の実施の形態２の動作を説明するタイミング図であり、以下、図６の波形タイミング図を用いて動作について説明する。
【００４７】
時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１は、補助コンデンサＣ２を充電する充電電流が流れる期間であり、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４の遮断と同時に、第２の逆導通ダイオードＤ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３が導通し、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは略零となっている上記補助コンデンサＣ２に充電され、この期間中は図４（Ｈ）に示すように上記補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同じ電圧まで穏やかに充電する。
【００４８】
時刻ｔ＝ｔ３３において、図６（Ｅ）に示す出力設定値Ｉｒが小さくなると、出力設定判別回路ＳＨは予め定めた出力設定基準値Ｉｆと上記出力設定値Ｉｒと比較し、上記出力設定値Ｉｒが出力設定基準値Ｉｆより小さいときに、図６（Ｆ）に示す出力設定判別信号ＳｈをHｉｇｈレベルにして出力する。
【００４９】
出力設定値対応電力開閉用駆動回路ＣＲＳは、時刻ｔ＝ｔ３３において、出力設定判別信号ＳｈがＨｉｇｈレベルになると、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２に関係なく、電力開閉用駆動信号Ｃｒを常時Ｈｉｇｈレベルにして出力する。
【００５０】
時刻ｔ＝ｔ５において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がＬｏｗレベルに変化すると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号ＣｒをＬｏｗレベルに変化し、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の実施の形態１のインバータ電源装置の代表的な例のアーク加工用電 源装置の電気接続図である。
【図２】図１に示す出力設定判別回路の詳細図である。
【図３】図１に示すインバータ駆動回路（出力設定値対応）の詳細図である。
【図４】本発明のインバータ電源装置の動作を説明するタイミング図である。
【図５】本発明の実施の形態２のインバータ電源装置の電気接続図である。
【図６】図５に示す実施の形態２のインバータ電源装置の動作を説明するタイミング 図である。
【図７】従来技術のインバータ電源装置の代表的な例のアーク加工用電源装置の電気 接続図である。
【図８】図７に示すインバータ駆動回路の詳細図である。
【図９】図７に示すインバータ電源装置の動作を説明するタイミング図である。
【符号の説明】
【００５２】
ＡＣ 交流商用電源
ＣＰ 比較回路
ＣＲ 電力開閉用駆動回路
ＣＲＳ 出力設定値対応電力開閉用駆動回路
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ 補助コンデンサ
ＢＦ１ 第１のバッファゲート
ＢＦ２ 第２のバッファゲート
ＢＦ３ 第３のバッファゲート
ＢＦ４ 第４のバッファゲート
ＤＣＬ 直流リアクトル
Ｄ１ 第１の逆導通ダイオード
Ｄ２ 第２の逆導通ダイオード
Ｄ３ 第３の逆導通ダイオード
Ｄ４ 第４の逆導通ダイオード
Ｄ５ 第５の逆導通ダイオード
ＤＲ１ １次整流回路
ＤＲ２ ２次整流回路
ＥＲ 比較演算回路
ＩＤ 出力電流検出回路
ＩＦ 出力設定基準回路
ＩＲ 出力設定回路
ＩＮＴ 主変圧器
Ｍ 被加工物
ＯＲ１ 第１のオアゲート
ＯＲ２ 第２のオアゲート
ＳＣ パルス幅変調制御回路
ＳＨ 出力設定判別回路
ＳＲ インバータ駆動回路
ＳＲＳ 出力設定値対応インバータ駆動回路
ＴＨ トーチ
ＴＳ 起動スイッチ
ＴＩ１ 第１のインバータ駆動設定時限回路
ＴＩ２ 第２のインバータ駆動設定時限回路
ＴＲ１ 第１のスイッチング素子
ＴＲ２ 第２のスイッチング素子
ＴＲ３ 第３のスイッチング素子
ＴＲ４ 第４のスイッチング素子
ＴＲ５ 電力開閉用スイッチング素子
Ｃｒ 電力開閉用素子駆動信号
Ｅｒ 比較演算信号
Ｉｄ 出力電流検出信号
Ｉｆ 出力設定基準値
Ｉｒ 出力設定信号（出力設定値）
Ｓｈ 出力設定判別信号
Ｓｃ１ 第１の出力制御信号
Ｓｃ２ 第２の出力制御信号
Ｔａ 補助コンデンサ放電時間
Ｔｓ 起動信号
Ｔｒ１ 第１のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ２ 第２のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ３ 第３のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ４ 第４のスイッチング素子駆動信号
Ｔ１ パルス幅期間
Ｔ２ パルス幅期間
Ｔ３ 第１のスイッチング素子の導通期間
Ｔ４ 第２のスイッチング素子の導通期間
Ｔ５ 電力開閉用スイッチング素子の導通期間
Ｔ６、Ｔ８ 電力開閉用スイッチング素子の導通期間
Ｔ７ 休止時間
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷に電力を供給する高周波電源のインバータ電源装置において、特に直流電圧をスイッチング素子によって高周波交流電圧に変換する時に発生するインバータ部のスイッチング損失の値を低減する技術に関するもので、特に出力電力を小さくした際の特性を改善するためのものである。
【背景技術】
【０００２】
図７は、従来技術のインバータ電源装置の代表的な例であるアーク加工用電源装置の電気接続図である。同図を用いて従来技術のインバータ電源装置の動作について説明する。直流電源回路は、三相交流商用電源ＡＣの出力を整流して直流電圧に変換する一次整流回路ＤＲ１と、上記直流に変換した電圧を平滑する平滑コンデンサＣ１とから形成されている。
【０００３】
図７に示すブリッジ接続されたインバータ回路は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４によって形成され、相対向する辺を形成する第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４と、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３とがそれぞれ対をなし、これらの対をなす第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４又は第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３が交互に導通と遮断を繰り返して直流電圧を高周波交流電圧に変換する。
【０００４】
第１の逆導通ダイオードＤ１乃至第４の逆導通ダイオードＤ４は、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４に逆極性で並列に接続し、導通から遮断に移行するときに発生するサージ電圧を平滑コンデンサＣ１及び補助コンデンサＣ２にバイパスして逆電圧の印加を防止する。変圧器ＩＮＴは、一次側の高周波交流電圧をアーク加工（負荷）に適した電圧に変換する。二次整流回路ＤＲ２は、上記変圧器ＩＮＴの出力を整流してアーク加工用直流電圧に変換し直流リアクトルＤＣＬを通じて供給する。
【０００５】
出力電流検出回路ＩＤは、出力電流を検出して出力電流検出信号Ｉｄとして出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力設定回路ＩＲによって設定した出力設定信号Ｉｒと出力電流検出信号Ｉｄとを誤差増幅してフィードバック信号Ｅｒとして出力する。パルス幅変調制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するパルス幅変調制御を行い、フィードバック信号Ｅｒの値に応じてパルス幅変調制御を行い、互いに半周期ずれた信号でありかつ両信号間にデッドタイム時間を有する第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。
【０００６】
電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は、平滑コンデンサＣ１と補助コンデンサＣ２との間に直列に接続されたスイッチング素子であり、直流電源回路からの出力の供給を制御する。また、インバータ回路がターンオフした後に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスによって溜まったエネルギーによって起電力が発生して、上記補助コンデンサＣ２が高電圧に充電され電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の定格電圧以上になると素子が破壊する。第５の逆導通ダイオードＤ５はこの高電圧を平滑コンデンサＣ１にバイパスさせて高電圧の発生を防止する。
【０００７】
補助コンデンサＣ２は、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の入力電圧と出力電圧を略同一電圧（零電圧）でスイッチングするものである。且つ、ブリッジ接続したインバータ回路の第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４を略零電圧でターンオフさせる。
【０００８】
インバータ駆動回路ＳＲは、図８に示すように第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１及び第２のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ２を含み、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＨｉｇｈレベルに変化すると第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をＨｉｇｈレベルにし、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化すると、この変化した時点から上記第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１が時限を開始し補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に上記第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をＬｏｗレベルにする。続いて、第２の出力制御信号Ｓｃ２がＨｉｇｈレベルに変化すると第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３をＨｉｇｈレベルにし、上記第２の出力制御信号Ｓｃ２がＬｏｗレベルに変化すると、この変化した時点から上記第２のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ２が時限を開始し補助コンデンサＣ２が相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した後に上記第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３のＬｏｗレベルにする。
【０００９】
電力開閉用駆動回路ＣＲは、第１の出力制御信号Ｓｃ１と第２の出力制御信号Ｓｃ２とをオア論理を行って電力開閉用駆動信号Ｃｒとして出力する。
【００１０】
図９は、図７に示す従来技術のインバータ電源装置の代表例であるアーク加工用電源装置の動作を説明する波形タイミング図であり、同図（Ａ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｂ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。同図（Ｃ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｄ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を示す。同図（Ｅ）の波形は電力開閉用駆動信号Ｃｒを示し、同図（Ｆ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｇ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｈ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｉ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｊ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。同図（Ｋ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ５を示し、同図（Ｌ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ５を示す。
【００１１】
以下、図９の波形タイミング図を用いて動作について説明する。起動信号Ｔｓが入力されるとパルス幅変調制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒの値に応じて定まる図９（Ａ）に示すパルス幅期間Ｔ１の第１の出力制御信号Ｓｃ１、続いて、同図（Ｂ）に示すパルス幅期間Ｔ２の第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。同図（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がインバータ駆動回路ＳＲに入力されると、同図（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をＨｉｇｈレベルにして第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。このときに同図（Ｈ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、コレクタ電流Ｉｃ１の立ち上がりが緩やかとなり、同図（Ｇ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流ターンオンとなる。
【００１２】
図９（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化すると、インバータ駆動回路ＳＲは時限を開始して補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した同図（Ｃ）に示す、時刻ｔ＝ｔ３の時点で第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をＬｏｗレベルにする。上記よりＴ１+Ｔａ＝Ｔ３の間は、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通し、このときに飽和損失が発生する。また、時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化すると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号ＣｒをＬｏｗレベルにする。このとき電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５はパルス幅期間Ｔ５の間は飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき、補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２は充分充電されており、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とが略同一電圧の零電圧でターンオフされる。
【００１３】
図９（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４がＬｏｗレベルに変化すると、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が遮断するが、このとき既に同図（F）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が相当に放電され略零電圧になっているので、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４の遮断と同時に、第２の逆導通ダイオードＤ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３が導通し、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは略零となっている上記補助コンデンサＣ２に充電され、上記補助コンデンサＣ２の端子電圧は同図（Ｆ）のように緩やかに上昇する。このとき、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４には上記補助コンデンサＣ２の端子電圧、同図（Ｆ）に示すＶｃ２と同じ電圧（零電圧）が印加されるので、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４のターンオフ時の電圧と電流の積は略零となり、いわゆる零電圧ターンオフが実現できる。また、時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４はアーム短絡を防止するデッドタイム時間である。
【００１４】
時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１は、補助コンデンサＣ２を充電する充電電流が流れる期間であり、この期間中は図９（Ｆ）に示すように上記補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同じ電圧まで充電される。時刻ｔ＝ｔ３１〜ｔ３２は、第５の逆導通ダイオードＤ５がオンして、変圧器ＩＮＴに蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサＣ１に回生される期間である。続いて、時刻ｔ＝ｔ３２〜ｔ４はインバータ回路が休止状態にあり、この期間において、同図（Ｉ）に示す第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間に電圧Ｖ２が発生する。
【００１５】
時刻ｔ＝ｔ４において、図９（Ｅ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒは第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２がＨｉｇｈレベルに変化すると上記電力開閉用駆動信号ＣｒもＨｉｇｈレベルに変化して電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を導通する。この時点では、前期時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１の期間において、既に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって、補助コンデンサＣ２に電荷が充分充電されており、このため電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とが略同一電圧であるので零電圧でターンオンすることができる。
【００１６】
また、時刻ｔ＝ｔ４において、図９（Ｂ）に示す第２の出力制御信号Ｓｃ２がインバータ駆動回路ＳＲに入力されると、同図（Ｄ）に示す第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び（図示省略の）第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３を出力して第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通させる。このときにコレクタ電流Ｉｃ２は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、図９（Ｊ）に示すコレクタ電流Ｉｃ２の立ち上がりが緩やかとなり、図９（Ｉ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流でターンオンとなる。また、時刻ｔ＝ｔ５以後については上述と同一動作を繰り返す。
ところで、特許文献１では、上述に示すフルブリッジ形式のインバータ回路で各スイッチング素子を零電圧でターンオフさせて損失を減少させるソフトスイッチング技術が開示されている。
【００１７】
【特許文献１】特開２００３−３１１４０８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
図７に示す、従来技術のソフトスイッチング方式のインバータ電源装置では、予め定めた大出力電力領域において、インバータ回路の第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子又は第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子がターンオフのときに、略零電圧でターンオフを行ってターンオフ損失値を低減する効果がある。しかし、予め定めた低出力電力領域において、補助コンデンサは、図９に示す時刻ｔ＝ｔ２において直流電源回路から出力の供給が停止され、時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３（補助コンデンサ放電時間Ｔａ）で充電されたエネルギーが放電される。このときに、放電されたエネルギーが駆動しているインバータ回路を介して出力側に伝達される。低出力電力領域では、パルス幅変調出力回路の出力信号のパルス幅は狭くなる。このとき、上記補助コンデンサから出力側に供給される放電エネルギーがフィードバック信号に影響し、上記パルス幅をより狭くなるように制御する。上述より、インバータ電源装置の出力を最小値近傍に設定とすると、上記補助コンデンサの放電エネルギーによって上記パルス幅変調出力回路は所定の最小パルス幅を超えてより狭く制御しようとするために、上記インバータ回路は動作が安定しなくなり、最小出力値近傍において安定した電力供給ができなくなる。
【００１９】
そこで、本発明では、大出力電力領域においてターンオフ損失値を大きく減少させ、更に、最小出力値近傍のおいて所定の小出力電力を安定して供給するインバータ電源装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、直流電圧を出力する直流電源回路と、第１のスイッチング素子と第１のスイッチング素子に相対向する第４のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に相対向する第３のスイッチング素子ブリッジを形成し上記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、負荷の電流と予め定めた出力設定値とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、上記フィードバック制御信号に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、上記直流電源回路と上記インバータ回路との間に設けて上記直流電源回路から出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と、上記インバータ回路の入力側に並列に設けた補助コンデンサと、上記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がハイレベルに変化すると上記電力開閉用スイッチング素子を導通し上記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がローレベルに変化すると上記電力開閉用スイッチング素子を遮断する電力開閉用駆動回路と、上記出力設定値が予め定めた出力設定基準値より大きいときに上記第１の出力制御信号がハイレベルに変化すると上記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を導通させ上記第１の出力制御信号がローレベルに変化すると上記補助コンデンサが相当に放電するまでの補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて上記第２の出力制御信号がハイレベルに変化すると上記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を導通させ上記第２の出力制御信号がローレベルに変化すると上記補助コンデンサが相当に放電するまでの補助コンデンサ放電時間が経過した後に上記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を遮断し、上記出力設定値が上記出力設定基準値未満のときに上記第１の出力制御信号がローレベルに変化すると上記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて上記第２の出力制御信号がローレベルに変化すると上記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を遮断させるインバータ駆動回路と、上記高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変圧器と、上記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路と、を具備したことを特徴とするインバータ電源装置である。
【００２１】
第２の発明は、上記電力開閉用駆動回路は、上記出力設定値が上記出力設定基準値より大きいときに、上記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がハイレベルに変化すると上記電力開閉用スイッチング素子を導通し上記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がローレベルに変化すると上記電力開閉用スイッチング素子を遮断し、上記出力設定値が上記出力設定基準値未満のときに、上記電力開閉用スイッチング素子を常時導通することを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置である。
【発明の効果】
【００２２】
第１の発明によれば、予め定めた出力設定値以上のとき、ソフトスイッチング制御を行いインバータ回路の第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子又は第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を交互に遮断する前に電力開閉用スイッチング素子を遮断して補助コンデンサのエネルギー相当に放電した後に、上記インバータ回路の各スイッチング素子を遮断すると、上記インバータ回路の各スイッチング素子は零電圧でターンオフが可能となりターンオフ損失値を小さくする。上記従来の効果に維持しながら、上記出力設定値未満（低出力電力領域）のとき、ソフトスイッチング制御からハードスイッチング制御に切り換えて出力制御を行うので、補助コンデンサのエネルギーが放電するときに上記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子又は第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子が遮断されているため、上記補助コンデンサの放電エネルギーの一部を出力側に伝達することが防止できる。したがって、上記インバータ回路の出力設定を最小値近傍になるように設定しても上記補助コンデンサの放電エネルギーがフィードバック信号に影響を与えない。よって、インバータ回路は安定した動作が可能となり最小出力値近傍の電力供給が可能となる。
【００２３】
第２の発明によれば、ハードスイッチング制御のときに、上記電力開閉用スイッチング素子を常時導通するので、上記電力開閉用駆動回路の制御が簡単になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
［実施の形態１］
本発明の実施の形態１について、図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の形態１のインバータ電源装置の代表例であるアーク加工用電源装置の電気接続図である。図１において、図７に示す従来技術のアーク加工用電源装置の電気接続図と同一符号は同一動作を行うので相違する動作について説明する。
【００２５】
図２に示す出力設定判別回路ＳＨは、比較回路ＣＰと出力設定基準回路ＩＦとで形成され、上記比較回路ＣＰは上記出力設定基準回路ＩＦによって設定した予め定めた出力設定基準値Ｉｆと出力設定回路ＩＲによって設定された出力設定信号Ｉｒの値とを比較し、上記出力設定信号Ｉｒの値が上記出力設定基準値Ｉｆより小さいときに出力設定判別信号ＳｈをHｉｇｈレベルにして出力する。
【００２６】
図３に示す出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳは、第１のオアゲートＯＲ１、第２のオアゲートＯＲ２、第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１、第２のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ２、第１のバッファゲートＢＦ１、第２のバッファゲートＢＦ２、第３のバッファゲートＢＦ３及び第４のバッファゲートＢＦ４によって形成されている。
【００２７】
第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１は、出力設定判別信号ＳｈがＬｏｗレベルのとき動作状態となり、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化すると時限を開始して補助コンデンサが相当に放電する時限を設定して補助コンデンサ放電信号Ｔａとして出力する。第１のオアゲートＯＲ１は、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１と上記補助コンデンサ放電信号Ｔａとのオア論理を行って第１のオア信号Ｏｒ１を出力する。続いて、上記第１のオア信号Ｏｒ１は、第１のバッファゲートＢＦ１及び第４のバッファゲートＢＦ４によって分離され第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４として出力する。
【００２８】
第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１は、出力設定判別信号ＳｈがＨｉｇｈレベルに変化すると停止状態となり、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化しても時限を設定しない。このとき、第１のオアゲートＯＲ１は上記第１の出力制御信号Ｓｃ１を第１のオア信号Ｏｒ１として出力する。続いて、上記第１のオア信号Ｏｒ１は、第１のバッファゲートＢＦ１及び第４のバッファゲートＢＦ４によって分離され第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４として出力する。
【００２９】
図３に示す、第２のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ２、第２のオアゲートＯＲ２、第２のバッファゲートＢＦ２及び第３のバッファゲートＢＦ３も上述と同一動作を行う。
【００３０】
図４は、図１に示す本発明のインバータ電源装置の代表例であるアーク加工用電源装置動作を説明するタイミング図であり、同図（Ａ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｂ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。同図（Ｃ）の波形は第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１を示し、同図（Ｄ）の波形は第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２を示す。同図（Ｅ）に示す波形は出力設定信号Ｉｒを示し、同図（Ｆ）に示す波形は出力設定判別信号Ｓｈを示し、同図（Ｇ）の波形は電力開閉用駆動信号Ｃｒを示し、同図（Ｈ）の波形は補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を示し、同図（Ｉ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１を示し、同図（Ｊ）の波形は第１のスイッチング素子ＴＲ１のコレクタ電流Ｉｃ１を示す。同図（Ｋ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２を示し、同図（Ｌ）の波形は第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流Ｉｃ２を示す。同図（Ｍ）の波形は電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のコレクタ電流Ｉｃ５を示す。
【００３１】
以下、図４の波形タイミング図を用いて動作について説明する。起動信号Ｔｓが入力されるとパルス幅変調制御回路ＳＣは、フィードバック信号Ｅｒの値に応じて定まる図４（Ａ）に示すパルス幅Ｔ１の第１の出力制御信号Ｓｃ１、続いて、同図（Ｂ）に示すパルス幅Ｔ２の第２の出力制御信号Ｓｃ２を出力する。同図（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１が出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳに入力されると、同図（Ｃ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をＨｉｇｈレベルにして第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。このときに同図（Ｊ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、コレクタ電流Ｉｃ１の立ち上がりが緩やかとなり、同図（Ｉ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ１との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流ターンオンとなる。
【００３２】
図４（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化すると、出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳは時限を開始して補助コンデンサが相当に放電する補助コンデンサ放電時間Ｔａが経過した同図（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３の時点で第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４をＬｏｗレベルにする。上記よりＴ１+Ｔａ＝Ｔ３の期間は、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通し、このときに飽和損失が発生する。また、時刻ｔ＝ｔ２において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化すると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号ＣｒをＬｏｗレベルにする。このとき電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５はパルス幅Ｔ５の期間は飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき、補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２は充分充電されており、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とが略同一電圧であるので零電圧でターンオンすることができる。
【００３３】
図４（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ３において、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４がＬｏｗレベルに変化すると、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４が遮断するが、このとき既に同図（Ｈ）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２が相当に放電され略零電圧になっているので、上記第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４のターンオフ時の電圧と電流の積は略零となり、いわゆる零電圧ターンオフが実現できる。
【００３４】
時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１は、補助コンデンサＣ２を充電する充電電流が流れる期間であり、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４の遮断と同時に、第２の逆導通ダイオードＤ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３が導通し、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは略零となっている上記補助コンデンサＣ２に充電され、この期間中は図４（Ｈ）に示すように上記補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同じ電圧まで穏やかに充電する。
【００３５】
時刻ｔ＝ｔ３３において、図４（Ｅ）に示す出力設定値Ｉｒが小さくなると、出力設定判別回路ＳＨは予め定めた出力設定基準値Ｉｆと上記小さくなった出力設定値Ｉｒと比較し、上記出力設定値Ｉｒが出力設定基準値Ｉｆより小さいときに、図４（Ｆ）に示す出力設定判別信号ＳｈをHｉｇｈレベルにして出力する。このとき、インバータ電源装置はソフトスイッチング制御からハードスイッチング制御に切り換わる。
【００３６】
図３に示す出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳの第１のインバータ駆動設定時限回路ＴＩ１は、入力信号である出力設定判別信号ＳｈがＨｉｇｈレベルに変化すると停止状態となり、一方の入力信号である第１の出力制御信号Ｓｃ１がＬｏｗレベルに変化しても時限を設定しない。
【００３７】
時刻ｔ＝ｔ４において、図４（Ｇ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒは第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２がＨｉｇｈレベルに変化すると上記電力開閉用駆動信号ＣｒもＨｉｇｈレベルに変化して電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を導通する。この時点では、前期時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３２の期間において、既に変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって、補助コンデンサＣ２に電荷が充分充電されており、このため電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とが略同一電圧であり、零電圧でターンオンすることができる。
【００３８】
また、時刻ｔ＝ｔ４において、図４（Ｂ）に示す第２の出力制御信号Ｓｃ２が出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳに入力されると、同図（Ｄ）に示す第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び（図示省略の）第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３を出力して第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通させる。このとき、コレクタ電流Ｉｃ２は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、図４（Ｌ）に示すコレクタ電流Ｉｃ２の立ち上がりが緩やかとなり、図４（Ｋ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２との積で生じるターンオン損失がほとんど発生せず、いわゆる零電流でターンオンとなる。
【００３９】
図４（Ｂ）に示す時刻ｔ＝ｔ５において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がＬｏｗレベルに変化すると、出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳは、直ちに第２のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ２及び第３のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ３をＬｏｗレベルにし、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３は遮断する。このとき、同図（Ｋ）に示す第２のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２と同図（Ｌ）に示すコレクタ電流Ｉｃ２との積によってターンオフ損失が発生し、上記第３のスイッチング素子ＴＲ３も同様のターンオフ損失が発生する。また、パルス幅Ｔ４の期間は、第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通し飽和損失が発生する。
【００４０】
時刻ｔ＝ｔ５において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がＬｏｗレベルに変化すると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号ＣｒをＬｏｗレベルにする。このときに、電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５のパルス幅Ｔ８の期間は飽和損失が発生する。続いて、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。このとき図４（Ｈ）に示す補助コンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２は充電が維持されており、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５の遮断時は入力電圧と出力電圧とが略同一電圧であり、零電圧でターンオフすることができる。
【００４１】
時刻ｔ＝ｔ７において、図４（Ｇ）に示す電力開閉用駆動信号Ｃｒは第１の出力制御信号Ｓｃ１がＨｉｇｈレベルに変化すると上記電力開閉用駆動信号ＣｒもＨｉｇｈレベルに変化して電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５を導通する。この時点では、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに溜まったエネルギーによって、補助コンデンサＣ２に電荷が充分充電されており、このため電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５は入力電圧と出力電圧とが略同一電圧であり、零電圧でターンオンすることができる。
【００４２】
また、時刻ｔ＝ｔ７において、図４（Ａ）に示す第１の出力制御信号Ｓｃ１が出力設定値対応インバータ駆動回路ＳＲＳに入力されると、同図（Ｅ）に示す第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１及び（図示省略の）第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４を出力して第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通させる。このときにコレクタ電流Ｉｃ１は、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスの存在により、図４（Ｊ）に示すコレクタ電流Ｉｃ１の立ち上がりが緩やかとなり、図４（Ｉ）に示すコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ２との積で生じるターンオン損失が発生する。
【００４３】
上述より、低出力電力領域のとき、ソフトスイッチング制御からハードスイッチング制御に切り換えて出力制御を行うことによって、補助コンデンサＣ２の放電エネルギーの一部が出力側に伝達されず、インバータ装置の出力を最小近傍に設定しても上記補助コンデンサＣ２の放電エネルギーが出力側に伝達されずフィードバック信号に影響を与えない。よって、第１のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ１乃至第４のスイッチング素子駆動信号Ｔｒ４が最小パルス幅で安定して出力され、所定の最小出力値が出力可能になる。
【００４４】
［実施の形態２］
図５は、本発明の実施の形態２の電気接続図である。図５において、図１に示す本発明の実施の形態１の電気接続図と同一符号は、同一動作を行うので説明は省略して相違する動作について説明する。
【００４５】
出力設定値対応電力開閉用駆動回路ＣＲＳは、第１の出力制御信号Ｓｃ１、第２の出力制御信号Ｓｃ２及び出力設定判別信号Ｓｈを入力とし、上記出力設定判別信号ＳｈがＬｏｗレベルのとき、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１と第２の出力制御信号Ｓｃ２とのオア論理を行って電力開閉用駆動信号Ｃｒとして出力し、上記出力設定判別信号ＳｈがＨｉｇｈレベルのとき、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２に関係なく上記電力開閉用駆動信号Ｃｒを常時Ｈｉｇｈレベルにして出力する。
【００４６】
図６は、図５に示す本発明の実施の形態２の動作を説明するタイミング図であり、以下、図６の波形タイミング図を用いて動作について説明する。
【００４７】
時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ３１は、補助コンデンサＣ２を充電する充電電流が流れる期間であり、第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４の遮断と同時に、第２の逆導通ダイオードＤ２及び第３の逆導通ダイオードＤ３が導通し、変圧器ＩＮＴの漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは略零となっている上記補助コンデンサＣ２に充電され、この期間中は図４（Ｈ）に示すように上記補助コンデンサＣ２は平滑コンデンサＣ１と同じ電圧まで穏やかに充電する。
【００４８】
時刻ｔ＝ｔ３３において、図６（Ｅ）に示す出力設定値Ｉｒが小さくなると、出力設定判別回路ＳＨは予め定めた出力設定基準値Ｉｆと上記出力設定値Ｉｒと比較し、上記出力設定値Ｉｒが出力設定基準値Ｉｆより小さいときに、図６（Ｆ）に示す出力設定判別信号ＳｈをHｉｇｈレベルにして出力する。
【００４９】
出力設定値対応電力開閉用駆動回路ＣＲＳは、時刻ｔ＝ｔ３３において、出力設定判別信号ＳｈがＨｉｇｈレベルになると、上記第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２に関係なく、電力開閉用駆動信号Ｃｒを常時Ｈｉｇｈレベルにして出力する。
【００５０】
時刻ｔ＝ｔ５において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がＬｏｗレベルに変化すると電力開閉用駆動回路ＣＲは電力開閉用駆動信号ＣｒをＬｏｗレベルに変化し、上記電力開閉用スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると直流電源回路からの出力の供給が停止する。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の実施の形態１のインバータ電源装置の代表的な例のアーク加工用電 源装置の電気接続図である。
【図２】図１に示す出力設定判別回路の詳細図である。
【図３】図１に示すインバータ駆動回路（出力設定値対応）の詳細図である。
【図４】本発明のインバータ電源装置の動作を説明するタイミング図である。
【図５】本発明の実施の形態２のインバータ電源装置の電気接続図である。
【図６】図５に示す実施の形態２のインバータ電源装置の動作を説明するタイミング 図である。
【図７】従来技術のインバータ電源装置の代表的な例のアーク加工用電源装置の電気 接続図である。
【図８】図７に示すインバータ駆動回路の詳細図である。
【図９】図７に示すインバータ電源装置の動作を説明するタイミング図である。
【符号の説明】
【００５２】
ＡＣ 交流商用電源
ＣＰ 比較回路
ＣＲ 電力開閉用駆動回路
ＣＲＳ 出力設定値対応電力開閉用駆動回路
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ 補助コンデンサ
ＢＦ１ 第１のバッファゲート
ＢＦ２ 第２のバッファゲート
ＢＦ３ 第３のバッファゲート
ＢＦ４ 第４のバッファゲート
ＤＣＬ 直流リアクトル
Ｄ１ 第１の逆導通ダイオード
Ｄ２ 第２の逆導通ダイオード
Ｄ３ 第３の逆導通ダイオード
Ｄ４ 第４の逆導通ダイオード
Ｄ５ 第５の逆導通ダイオード
ＤＲ１ １次整流回路
ＤＲ２ ２次整流回路
ＥＲ 比較演算回路
ＩＤ 出力電流検出回路
ＩＦ 出力設定基準回路
ＩＲ 出力設定回路
ＩＮＴ 主変圧器
Ｍ 被加工物
ＯＲ１ 第１のオアゲート
ＯＲ２ 第２のオアゲート
ＳＣ パルス幅変調制御回路
ＳＨ 出力設定判別回路
ＳＲ インバータ駆動回路
ＳＲＳ 出力設定値対応インバータ駆動回路
ＴＨ トーチ
ＴＳ 起動スイッチ
ＴＩ１ 第１のインバータ駆動設定時限回路
ＴＩ２ 第２のインバータ駆動設定時限回路
ＴＲ１ 第１のスイッチング素子
ＴＲ２ 第２のスイッチング素子
ＴＲ３ 第３のスイッチング素子
ＴＲ４ 第４のスイッチング素子
ＴＲ５ 電力開閉用スイッチング素子
Ｃｒ 電力開閉用素子駆動信号
Ｅｒ 比較演算信号
Ｉｄ 出力電流検出信号
Ｉｆ 出力設定基準値
Ｉｒ 出力設定信号（出力設定値）
Ｓｈ 出力設定判別信号
Ｓｃ１ 第１の出力制御信号
Ｓｃ２ 第２の出力制御信号
Ｔａ 補助コンデンサ放電時間
Ｔｓ 起動信号
Ｔｒ１ 第１のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ２ 第２のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ３ 第３のスイッチング素子駆動信号
Ｔｒ４ 第４のスイッチング素子駆動信号
Ｔ１ パルス幅期間
Ｔ２ パルス幅期間
Ｔ３ 第１のスイッチング素子の導通期間
Ｔ４ 第２のスイッチング素子の導通期間
Ｔ５ 電力開閉用スイッチング素子の導通期間
Ｔ６、Ｔ８ 電力開閉用スイッチング素子の導通期間
Ｔ７ 休止時間
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を出力する直流電源回路と、第１のスイッチング素子と第１のスイッチング素子に相対向する第４のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に相対向する第３のスイッチング素子ブリッジを形成し前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、負荷の電流と予め定めた出力設定値とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、前記フィードバック制御信号に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、前記直流電源回路と前記インバータ回路との間に設けて前記直流電源回路から出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と、前記インバータ回路の入力側に並列に設けた補助コンデンサと、前記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がハイレベルに変化すると前記電力開閉用スイッチング素子を導通し前記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がローレベルに変化すると前記電力開閉用スイッチング素子を遮断する電力開閉用駆動回路と、前記出力設定値が予め定めた出力設定基準値より大きいときに前記第１の出力制御信号がハイレベルに変化すると前記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を導通させ前記第１の出力制御信号がローレベルに変化すると前記補助コンデンサが相当に放電するまでの補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて前記第２の出力制御信号がハイレベルに変化すると前記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を導通させ前記第２の出力制御信号がローレベルに変化すると前記補助コンデンサが相当に放電するまでの補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を遮断し、前記出力設定値が前記出力設定基準値未満のときに前記第１の出力制御信号がローレベルに変化すると前記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて前記第２の出力制御信号がローレベルに変化すると前記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を遮断させるインバータ駆動回路と、前記高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変圧器と、前記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路と、を具備したことを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項２】
前記電力開閉用駆動回路は、前記出力設定値が前記出力設定基準値より大きいときに、前記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がハイレベルに変化すると前記電力開閉用スイッチング素子を導通し前記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がローレベルに変化すると前記電力開閉用スイッチング素子を遮断し、前記出力設定値が前記出力設定基準値未満のときに、前記電力開閉用スイッチング素子を常時導通することを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。
【請求項１】
直流電圧を出力する直流電源回路と、第１のスイッチング素子と第１のスイッチング素子に相対向する第４のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と第２のスイッチング素子に相対向する第３のスイッチング素子ブリッジを形成し前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、負荷の電流と予め定めた出力設定値とを誤差増幅してフィードバック制御信号を出力する誤差増幅回路と、前記フィードバック制御信号に応じてパルス幅変調制御を行い互いに半周期ずれた第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号を出力するパルス幅変調制御回路と、前記直流電源回路と前記インバータ回路との間に設けて前記直流電源回路から出力を供給する電力開閉用スイッチング素子と、前記インバータ回路の入力側に並列に設けた補助コンデンサと、前記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がハイレベルに変化すると前記電力開閉用スイッチング素子を導通し前記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がローレベルに変化すると前記電力開閉用スイッチング素子を遮断する電力開閉用駆動回路と、前記出力設定値が予め定めた出力設定基準値より大きいときに前記第１の出力制御信号がハイレベルに変化すると前記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を導通させ前記第１の出力制御信号がローレベルに変化すると前記補助コンデンサが相当に放電するまでの補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて前記第２の出力制御信号がハイレベルに変化すると前記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を導通させ前記第２の出力制御信号がローレベルに変化すると前記補助コンデンサが相当に放電するまでの補助コンデンサ放電時間が経過した後に前記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を遮断し、前記出力設定値が前記出力設定基準値未満のときに前記第１の出力制御信号がローレベルに変化すると前記第１のスイッチング素子及び第４のスイッチング素子を遮断させ、続いて前記第２の出力制御信号がローレベルに変化すると前記第２のスイッチング素子及び第３のスイッチング素子を遮断させるインバータ駆動回路と、前記高周波交流電圧を負荷に適した電圧に変換する変圧器と、前記変換した高周波交流電圧を負荷に応じた出力に変換する出力変換回路と、を具備したことを特徴とするインバータ電源装置。
【請求項２】
前記電力開閉用駆動回路は、前記出力設定値が前記出力設定基準値より大きいときに、前記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がハイレベルに変化すると前記電力開閉用スイッチング素子を導通し前記第１の出力制御信号及び第２の出力制御信号がローレベルに変化すると前記電力開閉用スイッチング素子を遮断し、前記出力設定値が前記出力設定基準値未満のときに、前記電力開閉用スイッチング素子を常時導通することを特徴とする請求項１記載のインバータ電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２００７−５３８７２（Ｐ２００７−５３８７２Ａ）
【公開日】平成１９年３月１日（２００７．３．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２３８４３１（Ｐ２００５−２３８４３１）
【出願日】平成１７年８月１９日（２００５．８．１９）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年３月１日（２００７．３．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年８月１９日（２００５．８．１９）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]