電源装置及び画像形成装置
【課題】電源装置と電力消費部を接続する経路のインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させること。
【解決手段】フライバック電源用トランス１１３の２次側に設けられ、電力消費部に流れる電流Ｉｓを検知する２次側電流検出抵抗２１１を備え、２次側電流検出抵抗２１１は、一端が分圧抵抗上段２０５に接続された分圧抵抗下段２０６の他端が、２次側電流検出抵抗２１１のトランス１１３側で接地され、基準電圧ＲＥＦが、２次側電流検出抵抗２１１の電力消費部側で接地される。
【解決手段】フライバック電源用トランス１１３の２次側に設けられ、電力消費部に流れる電流Ｉｓを検知する２次側電流検出抵抗２１１を備え、２次側電流検出抵抗２１１は、一端が分圧抵抗上段２０５に接続された分圧抵抗下段２０６の他端が、２次側電流検出抵抗２１１のトランス１１３側で接地され、基準電圧ＲＥＦが、２次側電流検出抵抗２１１の電力消費部側で接地される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置及び画像形成装置に関する。詳しくは、電源装置出力から電力供給先までのインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電源装置の方式としては、ＡＣ／ＤＣコンバータやＤＣ／ＤＣコンバータといったスイッチング電源方式が知られている。また、スイッチング電源方式の出力電圧を制御する方法としては、次のような制御方式が知られている。例えば、電源装置の出力電圧を抵抗分圧した電圧（以下、比較電圧と記す）とフィードバック回路部の基準電圧とを比較し、比較電圧と基準電圧の電位差を増幅して生成した作動増幅信号をスイッチング回路部に帰還させて、出力電圧が一定になるよう制御する。例えば、図７（ａ）に示すようなフライバック方式のスイッチング電源においては、次のように制御している。すなわち、フィードバック回路部により生成された作動増幅信号により、１次電圧をスイッチングするスイッチングＦＥＴ１０２のオンデューティ及びスイッチング周期を変化させることで、出力電圧が一定になるように制御している。尚、図７（ａ）では実施例と同じ構成には同じ符号を付しており詳細は後述する。
【０００３】
このような電源装置を搭載した機器では、電源装置と、電源装置の出力電圧を必要とする電力消費部（例えばモータ駆動回路）とを、ケーブルや信号線等で接続する方法が公知である。電源回路を構成する電源装置と、電力消費部とをケーブルで接続する場合、電力消費部に入力される電圧は、電源装置付近の出力電圧よりも降下する。これは、ケーブルの線材である銅などの抵抗成分（いわゆるラインインピーダンス）と、電力消費部によって消費する負荷電流によって電圧降下が生じるからである。そのため、図７（ａ）に示す電源回路では、図７（ｂ）に示すように、電力消費部によって消費される電流（負荷電流）が最大となる場合を考慮して、フィードバック回路部の基準電圧と比較する出力電圧の分圧比を設定する。すなわち、電源装置の出力電圧が軽負荷時に規定電圧範囲の上限（規格電圧上限）付近になるように設定している。これにより、電力消費部で最大電流が必要な場合においても、電源装置の出力が規定電圧範囲内に収まるようにしている。すなわち、電力消費部で負荷電流が最大となっても、電力消費部付近の出力電圧が規格電圧下限以上となるようにしている。
【０００４】
電源装置と電力消費部を接続するケーブルによる電圧降下を補正する技術としては、例えば特許文献１に提案された技術がある。特許文献１は、電源装置の２次側に電力消費部と接続する第１の出力電圧と、電力消費部と接続しない第２の出力電圧を備えていることを特徴とする。具体的な方法としては、負荷電流が流れ、電圧降下が発生する第１の出力電圧と、負荷電流が流れず、電圧降下が発生しない第２の出力電圧との電位差を利用し、その電位差を増幅して、フィードバック回路部の基準電圧に加算している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平０４−２６１３５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１の技術では、２つの出力電圧が必要となるため、構成が複雑であり、コストも高くなってしまうという課題がある。また、図７（ａ）に示す従来技術では、負荷電流が大きい場合に電力消費部付近の出力電圧が規格電圧下限以上となるように設定しているため、負荷電流が小さい場合の電源装置付近の出力電圧が規格電圧上限に近い値となっている。このため、軽負荷時の出力電圧が高くなってしまい、特に電力消費部に抵抗負荷を含むような場合には、消費電力が高くなってしまう。例えば、負荷電流がほぼゼロの場合には、ケーブル等による電圧降下がないため、電力消費部の入力電圧は規格電圧上限付近に設定した電源装置の出力電圧とほぼ等しくなる。仮に出力電圧が規定電圧範囲の下限付近の場合と消費電力を比較すると、出力電圧を規格電圧上限付近に設定した場合の消費電力は、規格電圧下限付近に設定した場合の消費電力より大きくなってしまう（規定電圧範囲の上限付近＞規定電圧範囲の下限付近）。電源装置に接続される電力消費部が動作待機状態等の軽負荷時にある場合の消費電力を低減させて省電力効果を得るためには、電源装置における軽負荷時の消費電力を低減することが望まれる。
【０００７】
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、電源装置と電力消費部を接続する経路のインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前述の課題を解決するために、本発明は以下の構成を備える。
【０００９】
（１）１次側と２次側を絶縁するトランスと、前記トランスの１次側に設けられ、前記トランスに電力の供給と遮断を行うスイッチング素子と、前記トランスの２次側に設けられ、前記トランスの出力電圧を直列に接続された第一抵抗と第二抵抗で分圧した電圧と、基準電圧とを比較し、比較結果に基づいた出力を行うフィードバック回路と、前記トランスの１次側に設けられ、前記フィードバック回路からの出力に基づき、前記スイッチング素子の動作を制御する制御手段と、を備え、前記トランスの出力電圧を電力消費部に供給する電源装置であって、前記トランスの２次側に設けられ、前記電力消費部に流れる電流を検知する電流検出抵抗を備え、前記電流検出抵抗は、一端が前記第一抵抗に接続された前記第二抵抗の他端が、前記電流検出抵抗の前記トランス側で接地され、前記基準電圧が、前記電流検出抵抗の前記電力消費部側で接地されることを特徴とする電源装置。
【００１０】
（２）記録材に画像形成を行う画像形成部と、前記画像形成部を制御する制御部と、前記制御部に電力を供給する前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とすることを特徴とする画像形成装置。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、電源装置と電力消費部を接続する経路のインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施例１の電源装置の模式的回路図
【図２】実施例１の１次側の動作波形を示す図
【図３】実施例１の負荷変動と出力電圧の推移を示す図
【図４】実施例２の電源装置の模式的回路図
【図５】実施例２の動作波形を示す図
【図６】実施例３の画像形成装置の構成を示す図
【図７】従来例の電源装置の模式的回路図、負荷変動と出力電圧の推移を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下本発明を実施するための形態を、実施例により詳しく説明する。尚、本実施例ではフライバック方式の回路構成を用いて説明するが、本発明の適応範囲を限定するものではない。具体的にはＤＣ／ＤＣコンバータ、電流共振コンバータ、フォワードコンバータ、などの回路にも適応することが可能である。
【実施例１】
【００１４】
・電源装置
図１は、実施例１の電源装置の回路図である。図３は、図１に示す本実施例の電源装置における負荷変動と出力電圧の関係を示した概念図である。本実施例では、一般的な電源方式であるフライバック電源回路に、本発明を実施した形態を例示する。本実施例の電源装置は、フライバック電源用トランス１１３（以下、単にトランス１１３という）によって１次、２次間を絶縁している。１次側には、断続的に電力供給を遮断するスイッチングＦＥＴ１０２（スイッチング素子）、トランス１１３の補助巻線に誘起された電圧を整流平滑するダイオード１１１とコンデンサ１１２、コンデンサ１１２への突入電流を制限するための抵抗１０９を備える。１次側には、抵抗１０９とコンデンサ１１０で構成されるフィルタ回路を備える。１次側には、制御回路１及び制御回路２を有し、スイッチングＦＥＴ１０２を駆動、制御する電源ＩＣ１０１（制御手段）、スイッチングＦＥＴ１０２用のゲート抵抗１０３を備える。また、１次側には、２次側フィードバック回路部からの信号を電源ＩＣ１０１に入力するためのフォトカプラ１０７とコンデンサ１０８、１次側電流を電圧に変換するための電流検出抵抗１０４を備える。更に、１次側には、電流検出抵抗１０４と電源ＩＣ１０１の電流検出端子ＩＳとを接続するラインに構成されたＲＣフィルタの抵抗１０５とコンデンサ１０６を備える。
【００１５】
また２次側には、トランス１１３の２次側出力を整流するためのダイオード２０１、２次側電力を蓄えるための電解コンデンサ２０２、ダイオード２０１後の電圧を更に整流平滑するためのコイル２０３と電解コンデンサ２０４を備える。また、２次側には、出力電圧から、比較電圧を生成するための分圧抵抗上段２０５と分圧抵抗下段２０６、フィードバック回路部の基準電圧（所定の基準電圧）及び作動増幅回路としてのレギュレータＩＣ２０７、２次側の電流を検出するための抵抗２１１を備える。また、Ｖｉｎ＿Ｈ、Ｖｉｎ＿Ｌには、商用交流電源を入力し、図示しない整流ダイオードブリッジを介し全波整流された電圧が印加され、１次平滑電解コンデンサ１００に直流電圧としてチャージされる。
【００１６】
以下に、本実施例における概略的な動作を説明するが、殆どの動作は図７（ａ）に示す従来技術の回路図の動作と共通であるため、本実施例及び従来技術の共通する動作をまず説明し、その後本実施例の特徴となる部分について説明する。
【００１７】
・フィードバック回路部
フィードバック回路部（フィードバック回路）は、分圧抵抗上段２０５（第一抵抗）と分圧抵抗下段２０６（第二抵抗）により生成される出力電圧に比例した比較電圧（ＲＥＦＥＲＥＮＣＥ）と、レギュレータＩＣ２０７の基準電圧（ＲＥＦ）とを比較する。レギュレータＩＣ２０７は比較した電圧の電位差（比較結果）を増幅し、レギュレータＩＣ２０７内のトランジスタを駆動することで、レギュレータＩＣ２０７のカソード−アノード間（以下、ＣＡＴＨＯＤＥ−ＡＮＯＤＥ間）に電流を流す。すなわち、比較電圧と基準電圧の電位差に比例した電流が出力電圧から電流制限抵抗２１０、フォトカプラ１０７を介してレギュレータＩＣ２０７のＣＡＴＨＯＤＥ−ＡＮＯＤＥ間に流れる。また、フィードバック回路部は、抵抗２０８、コンデンサ２０９からなる位相保証回路を有する。
【００１８】
・１次側回路
トランス１１３を含む１次側の回路動作を説明する。図２に１次側回路の基本的な動作波形を示す。図２は、上から電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧、スイッチングＦＥＴ１０２のＶｄｓ、スイッチングＦＥＴ１０２のＩｄ、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧、電源ＩＣ１０１のＩＳ端子電圧、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＯＭ端子電圧を示す波形である。電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧がハイレベル（Ｈｉ）になると、スイッチングＦＥＴ１０２が駆動される。このときＶｉｎ＿ＨからＶｉｎ＿Ｌに向けて、トランス１１３の１次巻線、スイッチングＦＥＴ１０２、１次側の電流検出抵抗１０４のラインに図２に示すスイッチングＦＥＴ１０２のドレイン電流Ｉｄのような電流が流れる。このとき、トランス１１３には１次巻線に電流が流れることにより発生する磁束によってコアが磁化され、エネルギーの蓄積を行う。電源ＩＣ１０１のＩＳ端子には、１次側の電流検出抵抗１０４により変換された、スイッチングＦＥＴ１０２のドレイン電流Ｉｄに比例した電圧が入力される。そして、そのＩＳ端子電圧と、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧が等しくなったタイミングで電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧をローレベルにする、すなわちスイッチングＦＥＴ１０２をオフする。ここで、スイッチングＦＥＴ１０２がオフされるとトランス１１３の２次巻線には１次側の逆起電力に応じた誘導起電力が発生し、コアに蓄積されたエネルギーを放出する。
【００１９】
電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧は、電源ＩＣ１０１より放出されるＦＢ端子電流と、２次側フィードバック回路及びフォトカプラ１０７の動作に応じて変化する。電源装置の出力電圧が低下するとフォトカプラ１０７のトランジスタ部に流れる電流Ｉｃが低下し、ＦＢ端子電圧は上昇する。また、これと逆に電源装置の出力電圧が上昇すると、フォトカプラ１０７のトランジスタ部に流れる電流Ｉｃが増加し、ＦＢ端子電圧は低下する。よって、スイッチングＦＥＴ１０２がオフし、トランス１１３の２次巻線からコアに蓄積されたエネルギーが放出されると、出力電圧は上昇し、それに応じて電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧は低下する。
【００２０】
トランス１１３の１次巻線／補助巻線の巻数比は、１次巻線／２次巻線の巻数比とは異なり、電源ＩＣ１０１に必要なＶＣＣ電圧が得られるように設定している。その補助巻線にも、１次側の逆起電力に応じた誘導起電力が発生し、２次巻線に比例した電圧が現れる。電源ＩＣ１０１は、補助巻線に発生する電圧をＢＯＴＯＭ端子に入力することで、トランス１１３の２次巻線からのエネルギーの放出が終了したことを検知する。トランス１１３の２次巻線からのエネルギーの放出が終了すると、電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧が再びハイレベルとなり、前述した一連の動作を繰り返す。
【００２１】
前述した一連の動作の中で、電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧がハイレベルとなる期間、すなわちオンデューティは、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧と図示しない電源ＩＣ内部の基準電圧との差によって決定される。そして、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧が高いほどオンデューティは大きくなる。
【００２２】
以上が本実施例及び従来技術に共通する動作である。続いて、本実施例における本発明の特徴となる部分を説明する。
【００２３】
・本実施例の特徴的な構成
本実施例において従来技術と異なる点は、次の通りである。まず、２次側の電流を検出するための２次側電流検出抵抗２１１が追加されている点である。そして、フィードバック回路部のレギュレータＩＣ２０７内の基準電圧が、２次側電流検出抵抗２１１の下流側（電力消費部側）であるＧＮＤ１に接地されている点である。一方、一端が分圧抵抗上段２０５に接続された分圧抵抗下段２０６は、他端が２次側電流検出抵抗２１１の上流側（トランス１１３側（トランス側））であるＧＮＤ２に接地されている点である。この点、図７（ａ）に示した従来技術では、２次側電流検出抵抗２１１はなく、フィードバック回路部のレギュレータＩＣ２０７内の基準電圧も、分圧抵抗下段２０６の他端も、同じグランド（ＧＮＤ１）に接続されている。このことから、本実施例は、負荷電流の帰還経路に直列に接続された２次側電流検出抵抗２１１が、基準電圧のＧＮＤ１と、出力電圧に比例する比較電圧のＧＮＤ２を分離しているといえる。このように、本実施例では、２次側電流検出抵抗２１１が、グランドをＧＮＤ１とＧＮＤ２とに分離することにより、２次側電流検出抵抗２１１に流れる負荷電流によって生じる電位差を利用して、負荷電流に応じて出力電圧が可変となるように構成している。
【００２４】
本実施例では、従来技術である図７（ａ）よりも電力消費部付近の出力電圧の変化が少ないため、軽負荷時の出力電圧を低く設定できることが特徴である。そのため、電力消費部が抵抗負荷（負荷抵抗）のような場合において、軽負荷時の消費電力を低減していることも特徴の一つである。本実施例の回路動作の特徴を以下に示すに当たり、従来技術における『負荷電流の変化と出力電圧の変化』を説明する。
【００２５】
・従来技術における『負荷電流の変化と出力電圧の変化』
従来技術である図７（ａ）における負荷電流の変化と出力電圧の変化を図７（ｂ）に示す。図７（ａ）の出力電圧［Ｖ］は、分圧抵抗２０５及び２０６により生成される比較電圧（ＲＥＦＥＲＥＮＣＥ）と、分圧抵抗２０５及び２０６の分圧比によって決定される。比較電圧をＶｉｎ、分圧抵抗上段をＲ２０５及び下段をＲ２０６とすると、出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝Ｖｉｎ×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（１）
となる。図７（ａ）の電源装置において比較電圧Ｖｉｎは、レギュレータＩＣ２０７の基準電圧ＲＥＦと等しくなるようにフィードバック制御される。そのため、上述した一連の動作を繰り返すことにより、（１）式の比較電圧Ｖｉｎが、徐々に基準電圧ＲＥＦに近づき、出力電圧Ｖｏはほぼ一定の値となる。
【００２６】
このとき、（１）式で表される出力電圧Ｖｏとは、分圧抵抗上段のＲ２０５が接続される出力電圧−分圧抵抗下段のＲ２０６が接続されるＧＮＤ１間の電位差である。そのため図７（ａ）に示す従来技術では、ダイオード２０１−コイル２０３間の電圧がほぼ（１）式の電圧になる。この電圧は、図７（ｂ）の実線で示す“電源装置付近の出力電圧”に相当し、スイッチングＦＥＴ１０２のスイッチングなどによるリップル電圧を無視すると、電力消費部による負荷電流［Ａ］の値に関らず、ほぼ一定の電圧が保たれる。これに対し、電力消費部付近の出力電圧をＶｏｓ、ケーブル１（Ｃａｂｌｅ０１と図示）のラインインピーダンスをＺｃ１、ケーブル２（Ｃａｂｌｅ０２と図示）のラインインピーダンスＺｃ２、負荷電流をＩｓとする。出力電圧Ｖｏｓは、
Ｖｏｓ＝Ｖｏ−｛Ｉｓ×（Ｚｃ１＋Ｚｃ２）｝・・・（２）
となり、図７（ｂ）の破線で示すように、電源装置−電力消費部間を接続するＣａｂｌｅ０１、Ｃａｂｌｅ０２のラインインピーダンスによって生じる電圧降下により、負荷電流［Ａ］が大きくなるにつれ徐々に低下する。そのため従来技術では、電源装置を搭載した機器における負荷電流変化の範囲内において、電力消費部付近の出力電圧が、機器に求められる出力電圧の規格上限値及び規格下限値の範囲内になるように分圧抵抗２０５及び２０６の分圧比を決定している。すなわち、想定される負荷電流変化の範囲内において負荷電流が最大となった場合でも、電力消費部付近の出力電圧が規格電圧下限を下回らないようにしている。上述したように、このような構成の場合、軽負荷時における電力消費部付近の出力電圧Ｖｏｓは、負荷電流が小さく、ラインインピーダンスＺｃ１及びＺｃ２による影響をあまり受けない。このため、Ｖｏｓ≒Ｖｏとなり、規格上限値（規格電圧上限）付近の比較的高い電圧となる。
【００２７】
以上が従来技術における負荷電流の変化と出力電圧の変化である。続いて、本実施例における『負荷電流の変化と出力電圧の変化』を説明する。
【００２８】
・本実施例における『負荷電流の変化と出力電圧の変化』
本実施例における負荷電流の変化と出力電圧の変化を図３に示す。図１の電源装置における出力電圧［Ｖ］は、レギュレータＩＣ２０７の基準電圧ＲＥＦと、分圧抵抗２０５及び２０６の分圧比、そして２次側電流検出抵抗２１１（電流検出抵抗）によって決定され、負荷電流［Ａ］によって変動する。図１において、電力消費部による負荷電流をＩｓとし、電源装置の出力電圧Ｖｏと電力消費部付近の出力電圧Ｖｏｓの電位差Ｖｄとすると、その関係は次式で表される。
Ｖｄ＝Ｖｏ−Ｖｏｓ＝Ｉｓ×（Ｚｃ１＋Ｚｃ２）・・・（３）
また、電力消費部による負荷電流がほぼゼロのような無負荷の状態にあるとすると、出力電圧Ｖｏは次式で表される。
Ｖｏ＝Ｖｉｎ×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（４）
【００２９】
（４）式は、従来技術の出力電圧である（１）式に等しい。ここで、２次側電流検出抵抗２１１に負荷電流Ｉｓが流れると、比較電圧Ｖｉｎは、分圧抵抗下段２０６が２次側電流検出抵抗２１１の上流側（トランス１１３側）に接地されているため、Ｉｓ×Ｒ２１１＝Ｖｒｉだけ変化する。そのため、このときの出力電圧をＶｏ’とすると、
Ｖｏ’＝（Ｖｉｎ＋Ｖｒｉ）×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（５）
となる。このとき（４）式で表される無負荷時の出力電圧Ｖｏと、（５）式で表される負荷電流Ｉｓが流れた時の出力電圧Ｖｏ’は、Ｖｏ＜Ｖｏ’の関係にありその差は２次側電流検出抵抗２１１に流れる電流、すなわち負荷電流Ｉｓによって変化する。
【００３０】
図１における電源装置は、図３に示すように電力消費部付近の出力電圧Ｖｏｓを負荷電流値によらず一定の電圧にするため、
Ｖｏ’＝Ｖｏ＋Ｖｄ・・・（６）
となるように、電源装置の出力電圧が、負荷電流ＩｓとラインインピーダンスＺｃ１及びＺｃ２により生じる電位差Ｖｄに相当する電位だけ変動する。これは、２次側電流検出抵抗２１１の値を、ラインインピーダンスＺｃ１とＺｃ２と、Ｒ２０５及びＲ２０６による分圧比より設定しているためである。以下にその２次側電流検出抵抗２１１の詳細な設定値を記す。
【００３１】
まず、（５）式、（６）式より負荷電流Ｉｓが流れたときの出力電圧Ｖｏ’は、
Ｖｏ’＝Ｖｏ＋Ｖｄ
＝（Ｖｉｎ＋Ｖｒｉ）×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６
＝｛Ｖｉｎ×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６｝＋
｛Ｖｒｉ×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６｝
となる。ここで上式は（４）式より右辺第１項と無負荷時の出力電圧Ｖｏが等しいことがわかる。よって、
Ｖｏ’＝Ｖｏ＋｛Ｖｒｉ×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６｝・・・（７）
となる。すなわち、電源装置の出力電圧Ｖｏと電力消費部付近の出力電圧Ｖｏｓの電位差Ｖｄは
Ｖｄ＝Ｖｒｉ×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（８）
となり、電位差Ｖｄと２次側電流検出抵抗２１１の両端電圧Ｖｒｉは比例関係にあることがわかる。
【００３２】
ラインインピーダンスＺｃ１とＺｃ２、及び２次側電流検出抵抗２１１は、電源装置出力と電力消費部間に配置され、電力消費部により消費される同一の負荷電流が流れる。そのため（８）式に（３）式を代入すれば、
Ｉｓ×（Ｚｃ１＋Ｚｃ２）
＝（Ｉｓ×Ｒ２１１）×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６
（Ｉｓ×Ｒ２１１）
＝Ｉｓ×（Ｚｃ１＋Ｚｃ２）×Ｒ２０６／（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）
Ｒ２１１＝（Ｚｃ１＋Ｚｃ２）×Ｒ２０６／（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）・・・（９）
となり２次側電流検出抵抗２１１の値（抵抗値）が得られる。すなわち２次側電流検出抵抗２１１は、（９）式に従い、ラインインピーダンスＺｃ１及びＺｃ２と、Ｒ２０５及びＲ２０６による分圧比により決定している。図１に示す本実施例の場合、ラインインピーダンスＺｃ１、ラインインピーダンスＺｃ２、２次側電流検出抵抗２１１の値は、おおよそ以下のような値となる。尚、ラインインピーダンスＺｃ１は、電源装置出力のコネクタから、Ｃａｂｌｅ０１を経て電力消費部のコネクタまでインピーダンスである。ラインインピーダンスＺｃ２は、電力消費部のＧＮＤ用コネクタからＣａｂｌｅ０２を経て、電源装置のコネクタまでのインピーダンスである。また、２次側電流検出抵抗２１１の値は、ラインインピーダンスＺｃ１、Ｚｃ２に比例している。そして、本実施例では、図３に示すような出力特性を得ることができる。
Ｚｃ１≒３３ｍΩ（ＡＷＧ１８、４８５ｍｍ 他回路インピーダンス）
Ｚｃ２≒３２ｍΩ（ＡＷＧ１８、４８５ｍｍ 他回路インピーダンス）
Ｒ２１１≒２４ｍΩ（Ｒ２０５：３．８３ｋΩ／Ｒ２０６：２．２１ｋΩ）
ここで、ＡＷＧとは、ケーブルの芯線の太さ、すなわち断面積の大きさの単位を意味する。
【００３３】
これにより、電源装置の出力電圧Ｖｏは、電力消費部付近の出力電圧Ｖｏｓが一定となるように、電力消費部の負荷電流と、ケーブル等のラインインピーダンスに応じて以下のような変化をする。
負荷電流がゼロ［Ａ］のとき：（４）式に相当する電圧
負荷電流がｎ［Ａ］のとき ：（５）式に相当する電圧
【００３４】
よって本実施例では、電源装置の２次側電流路の帰還ルートに、直列に２次側電流検出抵抗２１１を設け、その２次側電流検出抵抗２１１の上流側（トランス１１３側）に比較電圧を生成する分圧抵抗下段２０６を接地する。そして、２次側電流検出抵抗２１１の下流側（電力消費部）にフィードバック回路部の基準電圧を接地し、更に２次側電流検出抵抗２１１をラインインピーダンスＺｃ１及びＺｃ２と、Ｒ２０５及びＲ２０６による分圧比により決定する。これにより、重負荷時のラインインピーダンスによる電圧降下を考慮することなく、フィードバック回路部の基準電圧と比較電圧により決定する出力電圧を規格下限値付近に設定でき、軽負荷時の消費電力を低減することができる。すなわち、本実施例によれば、電源装置と電力消費部を接続する経路のインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させることができる。
【実施例２】
【００３５】
実施例２は、実施例１の技術に加え、更に過電圧状態及び過電流状態から機器を保護するための保護回路の技術に関する。
【００３６】
・過電流保護回路及び過電圧保護回路についての従来技術と課題
従来から電源装置には、過電流、過電圧といった出力部の異常状態を検知し、電源装置や電源装置を含む機器全体を保護する回路を設けることが一般的である。例えば、特開平１１−２１５６９０号公報では、過電流の保護回路として、電流路に直列に挿入した抵抗の両端に生じる電位差を利用した技術が開示されている。過電流の保護回路としては、特開平１１−２１５６９０号公報のように２次側で構成する技術と、１次側で構成する技術がある。１次側で構成する保護回路は、２次側で構成される保護回路よりも検出すべき保護電流値のばらつきが大きい場合がある。交流電圧を整流した電圧を入力するような電源装置（いわゆるＡＣ／ＤＣコンバータ）では、１次側電圧に交流電圧の変動（リプル）が重畳する。そのため、検出すべき２次側の負荷電流値に対して、１次側電流値は、１次側電圧の変動に比例したばらつきをもってしまう。よって、過電流の保護回路は、特開平１１−２１５６９０号公報のように２次側で構成するほうが精度良く検出できる。また、特開２０００−１５６９７２号公報では、過電圧の保護として、電源装置の出力電圧をツェナーダイオードのツェナー電圧と比較し、過電圧状態になった場合には電源装置の動作を遮断する回路構成となっている。
【００３７】
従来の図７に示す構成では、電源装置出力の過電圧、過電流といった異常状態の保護回路を個々に設ける必要がある。これは、例えば出力電圧のみで過電流状態と過電圧状態を検出しようとしても、過電流時の出力電圧と過電圧時の出力電圧が相反する電圧になってしまうため、過電流状態と過電圧状態の双方を同一回路で検出することができないといった理由が挙げられる。同様に負荷電流のみで過電流状態と過電圧状態を検出しようとした場合は、過電圧状態と過電流状態それぞれの場合の保護すべき電流値の差が大きく、こちらも同一回路での検出は困難である。よって特開２０００−１５６９７２号公報のような過電流保護回路と、特開平１１−２１５６９０号公報のような過電圧保護回路が個々に必要になっている。このような構成では、電源装置の基板面積が大きくなり、コストも高くなってしまう。
【００３８】
以上のことから、交流電圧の変動の影響を受けない２次側に構成された同一の保護回路によって過電圧、過電流の保護を可能にすることが望まれる。
【００３９】
・本実施例の過電圧、過電流保護回路
本実施例の回路構成図を図４に示す。図４に示す本実施例の回路図は、図１に示す実施例１に基づいて構成しており、実施例１との違いは、次の点である。まず、電源装置出力とＧＮＤ間に、電流制限抵抗２１２と、電源装置及びその周辺回路が異常であることを検出するためのツェナーダイオード２１３が接続されている点である。また、電源装置及びその周辺回路が異常である場合に、１次側電源ＩＣ１０１のＢＯＴＯＭ端子電圧をスイッチング動作停止電圧まで低下させるためのフォトカプラ２１４が接続されている点である。フォトカプラ２１４の発光ダイオードは、ツェナーダイオード２１３のグランド側に接続されている。
【００４０】
本実施例では、電源装置出力電圧の過電圧状態、及び電源装置出力の過電流状態といった異常状態を、ツェナーダイオード２１３で２次側に構成される同一の保護回路部で検出することができる。特に、過電流状態となった場合でも、交流電圧の影響を受けることなく、特開２０００−１５６９７２号公報と同等の検知精度が得られる。これにより従来技術に比べ、実装面積、コストの削減が可能であることを特徴とする。また、以下にその保護回路部の動作について、『過電圧状態における保護回路動作』、『過電流状態における保護回路動作』に分けて説明する。
【００４１】
・『過電圧状態における保護回路動作』
本実施例における出力電圧をＶｏとすると、その出力電圧Ｖｏは、実施例１における電源装置の出力電圧同様、次式で表すことができる。
Ｖｏ＝（Ｖｉｎ＋Ｖｒｉ）×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（１０）
尚、（１０）式の比較電圧Ｖｉｎは、レギュレータＩＣ２０７の基準電圧ＲＥＦと等しい値で安定する。
【００４２】
ここで、本実施例における電源装置を搭載した機器の電力消費部における最大負荷電流がα［Ａ］であったとすると、電源装置の出力電圧Ｖｏ＿αは、
Ｖｏ＿α
＝｛Ｖｉｎ＋（α×Ｒ２１１）｝×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（１１）
となる。本実施例における電源装置は、出力電圧Ｖｏ＿αが電源装置を搭載した機器の規格電圧上限値Ｖｍａｘより低くなるように（Ｖｏ＿α＜Ｖｍａｘ）構成している。また、保護回路のツェナーダイオード２１３のツェナー電圧Ｖｚは、電源装置及び周辺回路の故障等による異常状態を想定し、規格電圧上限値Ｖｍａｘよりも十分高い電圧を設定してある（Ｖｚ＞＞Ｖｍａｘ）。すなわち、３つの電圧は以下のような関係性にある。
Ｖｏ＿α＜Ｖｍａｘ＜＜Ｖｚ・・・（１２）
尚、Ｖｍａｘ＜＜Ｖｚのように、ツェナー電圧Ｖｚが規格電圧上限値Ｖｍａｘよりも十分高い電圧となっているのは、次の理由による。すなわち、電源装置の動作開始時や、電力消費部による負荷電流の急激な変化などの動作状態において発生するリンギングや、電源装置自身のスイッチングノイズ、外部からのノイズ等によって保護回路が誤動作しないようにするためである。
【００４３】
ここで、仮に図４に示すフィードバック回路部のフォトカプラ１０７が何らかの原因でオープン故障したとする。このときの回路動作と出力電圧の変化を図５に示す。図５には、上から、電源装置の出力電圧、電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧、スイッチングＦＥＴ１０２のＶｄｓ、スイッチングＦＥＴ１０２のＩｄ、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧、電源ＩＣ１０１のＩＳ端子電圧の波形を示す。更に図５には、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＯＭ端子電圧、フォトカプラ２１４の出力波形を示す。また、電源装置の出力電圧の波形には、一点鎖線でツェナー電圧を示す。電源ＩＣ１０１のＢＯＴＯＭ端子電圧の波形には、二点鎖線でパルス停止電圧を示す。尚、横軸は時間である。図４に示す電源装置は、本来であればトランス１１３の２次巻線からコアに蓄積されたエネルギーが放出されると、出力電圧は上昇し、それに応じて電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧が低下する。しかしながら、フォトカプラ１０７が何らかの原因でオープン故障した場合、フィードバック回路部の動作に応じて変化するフォトカプラ１０７のトランジスタ部に流れるコレクタ電流Ｉｃがゼロとなる。このため、電源ＩＣ１０１より放出されるＦＢ端子電流によりＦＢ端子電圧は上昇を続ける。電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子からの出力は、ＦＢ端子電圧と図示しない電源ＩＣ内部の基準電圧との差によって決定され、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧が高いほどスイッチングＦＥＴ１０２のオンデューティは大きくなる。そのため、ＦＢ端子電圧上昇−オンデューティ大という正帰還がかかり、出力電圧は規格上限値（Ｖｍａｘ）を超え、上昇を続ける。
【００４４】
図５の（Ａ）のタイミングで、電源装置の出力電圧がツェナーダイオード２１３のツェナー電圧に到達する。ツェナーダイオード２１３がツェナー電圧に到達しツェナー電流Ｉｚが流れると、ツェナーダイオード２１３はツェナー降伏状態となり、ツェナー電流Ｉｚが抵抗２１２とツェナーダイオード２１３、フォトカプラ２１４に流れる。このツェナー電流Ｉｚがフォトカプラ２１４の発光ダイオード（発光部）に流れると、フォトカプラ２１４のフォトトランジスタ（受光部）がオンし、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＯＭ端子電圧をＶＣＣ電圧より持ち上げる。図５の（Ｂ）のタイミングで電源ＩＣ１０１のＢＯＴＯＭ端子電圧が、パルス停止電圧に到達すると、電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧はローレベルになり、電源ＩＣ１０１はスイッチングＦＥＴ１０２のスイッチング動作を停止し、２次側への電力供給を遮断する。その後、図５の（Ｃ）のタイミングで、トランス１１３がスイッチング停止直前に蓄積したエネルギーを２次側へ放出し終えると、電源装置の２次側及び電力消費部などの周辺回路によって電力を消費しながら、出力電圧は徐々に低下して行く。図５の（Ｃ）のタイミングを過ぎ、電源装置の出力電圧がツェナー電圧を下回ると、フォトカプラ２１４はオフする。これにより、電源装置及び電力消費部等周辺回路の２次的損傷を防止することができる。
【００４５】
・『過電流状態における保護回路動作』
本実施例における電源装置を搭載した機器の、電力消費部における最大負荷電流がα［Ａ］であった場合の電源装置の出力電圧Ｖｏ＿αは、上述した通り（１１）式で表される。また同様に、出力電圧Ｖｏ＿αと、機器の規格電圧上限値Ｖｍａｘ、ツェナーダイオード２１３のツェナー電圧Ｖｚの関係は（１２）式で述べた通りである。
【００４６】
ここで、仮に電力消費部において何らかの故障が発生し、最大電流α［Ａ］以上の過電流状態（α＋ｎ［Ａ］）に至ったとすると、出力電圧Ｖｏ＿α＋ｎは、
Ｖｏ＿α＋ｎ＝｛Ｖｉｎ＋（（α＋ｎ）×Ｒ２１１）｝×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（１３）
となり、実施例１に基づいて構成される本実施例の出力電圧は、負荷電流の増加に比例して上昇する。そのため、このときの出力電圧Ｖｏ＿α＋ｎがツェナー電圧Ｖｚを超えると、ツェナーダイオード２１３によって構成される保護回路が動作し、上述した過電圧状態の保護回路動作と同じく、２次側への電力供給が遮断される。すなわち、
ｄＶｎ＝（ｎ×Ｒ２１１）×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６
＞ｄＶｚ・・・（１４）
ここで、 ※１：ｄＶｎ＝Ｖｏ＿α＋ｎ−Ｖｏ＿α
※２：ｄＶｚ＝Ｖｚ−Ｖｏ＿α
を満たすような過大電流となった場合に保護回路が動作し、２次側への電力供給が遮断されることとなる。
【００４７】
このように、本実施例によれば、電源装置及びその周辺回路等の故障による過電圧状態及び過電流状態を、ツェナーダイオード２１３とフォトカプラ２１４により構成される同一の保護回路部で検出し、電源装置の電力供給を停止することができる。本実施例において、過電流保護回路を過電圧保護回路と同一の回路で検出できるのは、図３で説明したように、電源装置付近の出力電圧が負荷電流に比例する関係となっているからである。更にその保護回路は２次側で構成されているため、過電流状態となった場合でも、１次側で構成される保護回路のように交流電圧の影響を受けることなく比較的精度良く装置を保護することができる。そのため、従来技術に比べて同等の検知精度を維持しつつ、実装面積、コストの削減が可能となる。
【００４８】
尚、本実施例の保護回路はツェナーダイオードを用いて構成したが、本発明の適応範囲を限定するものではない。具体的にはコンパレータ、トランジスタ等の能動素子や、抵抗等の受動素子によって構成される場合にも適応することが可能である。すなわち、本実施例によれば、電源装置と電力消費部を接続する経路のインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させることができる。更に、交流電圧の変動の影響を受けない２次側に構成された同一の保護回路によって過電圧、過電流の保護を可能にすることができる。
【実施例３】
【００４９】
実施例１及び２で説明した電源装置は、例えば画像形成装置のコントローラ（制御部）への電力供給用の電源として適用可能である。以下に、実施例１及び２の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。
【００５０】
・画像形成装置の構成
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図６に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ３００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム３１１、感光ドラム３１１を一様に帯電する帯電部３１７（帯電手段）、感光ドラム３１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム３１１に現像されたトナー像をカセット３１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部３１８（転写手段）によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器３１４で定着してトレイ３１５に排出する。この感光ドラム３１１、帯電部３１７、現像部３１２、転写部３１８が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ３００は、実施例１、２で説明した、図６には不図示の電源装置を備えている。尚、実施例１、２の電源装置を適用可能な画像形成装置は、図６に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する１次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する２次転写部を備える画像形成装置であってもよい。
【００５１】
レーザビームプリンタ３００は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御する不図示のコントローラを備えており、実施例１、２に記載の電源装置は、例えばコントローラに電力を供給する。すなわち、実施例１、２における電力消費部が、コントローラに相当する。電源装置とコントローラとは、例えばケーブルで接続されるが、本実施例の画像形成装置が備える電源装置は、ケーブルのラインインピーダンスによる電圧降下を抑制できる。また、本実施例の画像形成装置は、省電力を実現する待機状態にある場合に、消費電力を低減させることができる。また、実施例２の電源装置を備えた画像形成装置は、交流電圧の変動の影響を受けない２次側に構成された同一の保護回路によって過電圧、過電流の保護を可能にすることができる。
【００５２】
以上、本実施例によれば、電源装置と電力消費部を接続する経路のインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させることができる。
【符号の説明】
【００５３】
１０１ 電源ＩＣ
１０２ スイッチングＦＥＴ
１１３ フライバック電源用トランス
２０５、２０６ 出力電圧を分圧する抵抗
２０７ レギュレータＩＣ
２１１ ２次側電流検出抵抗
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置及び画像形成装置に関する。詳しくは、電源装置出力から電力供給先までのインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電源装置の方式としては、ＡＣ／ＤＣコンバータやＤＣ／ＤＣコンバータといったスイッチング電源方式が知られている。また、スイッチング電源方式の出力電圧を制御する方法としては、次のような制御方式が知られている。例えば、電源装置の出力電圧を抵抗分圧した電圧（以下、比較電圧と記す）とフィードバック回路部の基準電圧とを比較し、比較電圧と基準電圧の電位差を増幅して生成した作動増幅信号をスイッチング回路部に帰還させて、出力電圧が一定になるよう制御する。例えば、図７（ａ）に示すようなフライバック方式のスイッチング電源においては、次のように制御している。すなわち、フィードバック回路部により生成された作動増幅信号により、１次電圧をスイッチングするスイッチングＦＥＴ１０２のオンデューティ及びスイッチング周期を変化させることで、出力電圧が一定になるように制御している。尚、図７（ａ）では実施例と同じ構成には同じ符号を付しており詳細は後述する。
【０００３】
このような電源装置を搭載した機器では、電源装置と、電源装置の出力電圧を必要とする電力消費部（例えばモータ駆動回路）とを、ケーブルや信号線等で接続する方法が公知である。電源回路を構成する電源装置と、電力消費部とをケーブルで接続する場合、電力消費部に入力される電圧は、電源装置付近の出力電圧よりも降下する。これは、ケーブルの線材である銅などの抵抗成分（いわゆるラインインピーダンス）と、電力消費部によって消費する負荷電流によって電圧降下が生じるからである。そのため、図７（ａ）に示す電源回路では、図７（ｂ）に示すように、電力消費部によって消費される電流（負荷電流）が最大となる場合を考慮して、フィードバック回路部の基準電圧と比較する出力電圧の分圧比を設定する。すなわち、電源装置の出力電圧が軽負荷時に規定電圧範囲の上限（規格電圧上限）付近になるように設定している。これにより、電力消費部で最大電流が必要な場合においても、電源装置の出力が規定電圧範囲内に収まるようにしている。すなわち、電力消費部で負荷電流が最大となっても、電力消費部付近の出力電圧が規格電圧下限以上となるようにしている。
【０００４】
電源装置と電力消費部を接続するケーブルによる電圧降下を補正する技術としては、例えば特許文献１に提案された技術がある。特許文献１は、電源装置の２次側に電力消費部と接続する第１の出力電圧と、電力消費部と接続しない第２の出力電圧を備えていることを特徴とする。具体的な方法としては、負荷電流が流れ、電圧降下が発生する第１の出力電圧と、負荷電流が流れず、電圧降下が発生しない第２の出力電圧との電位差を利用し、その電位差を増幅して、フィードバック回路部の基準電圧に加算している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平０４−２６１３５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１の技術では、２つの出力電圧が必要となるため、構成が複雑であり、コストも高くなってしまうという課題がある。また、図７（ａ）に示す従来技術では、負荷電流が大きい場合に電力消費部付近の出力電圧が規格電圧下限以上となるように設定しているため、負荷電流が小さい場合の電源装置付近の出力電圧が規格電圧上限に近い値となっている。このため、軽負荷時の出力電圧が高くなってしまい、特に電力消費部に抵抗負荷を含むような場合には、消費電力が高くなってしまう。例えば、負荷電流がほぼゼロの場合には、ケーブル等による電圧降下がないため、電力消費部の入力電圧は規格電圧上限付近に設定した電源装置の出力電圧とほぼ等しくなる。仮に出力電圧が規定電圧範囲の下限付近の場合と消費電力を比較すると、出力電圧を規格電圧上限付近に設定した場合の消費電力は、規格電圧下限付近に設定した場合の消費電力より大きくなってしまう（規定電圧範囲の上限付近＞規定電圧範囲の下限付近）。電源装置に接続される電力消費部が動作待機状態等の軽負荷時にある場合の消費電力を低減させて省電力効果を得るためには、電源装置における軽負荷時の消費電力を低減することが望まれる。
【０００７】
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、電源装置と電力消費部を接続する経路のインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前述の課題を解決するために、本発明は以下の構成を備える。
【０００９】
（１）１次側と２次側を絶縁するトランスと、前記トランスの１次側に設けられ、前記トランスに電力の供給と遮断を行うスイッチング素子と、前記トランスの２次側に設けられ、前記トランスの出力電圧を直列に接続された第一抵抗と第二抵抗で分圧した電圧と、基準電圧とを比較し、比較結果に基づいた出力を行うフィードバック回路と、前記トランスの１次側に設けられ、前記フィードバック回路からの出力に基づき、前記スイッチング素子の動作を制御する制御手段と、を備え、前記トランスの出力電圧を電力消費部に供給する電源装置であって、前記トランスの２次側に設けられ、前記電力消費部に流れる電流を検知する電流検出抵抗を備え、前記電流検出抵抗は、一端が前記第一抵抗に接続された前記第二抵抗の他端が、前記電流検出抵抗の前記トランス側で接地され、前記基準電圧が、前記電流検出抵抗の前記電力消費部側で接地されることを特徴とする電源装置。
【００１０】
（２）記録材に画像形成を行う画像形成部と、前記画像形成部を制御する制御部と、前記制御部に電力を供給する前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とすることを特徴とする画像形成装置。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、電源装置と電力消費部を接続する経路のインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】実施例１の電源装置の模式的回路図
【図２】実施例１の１次側の動作波形を示す図
【図３】実施例１の負荷変動と出力電圧の推移を示す図
【図４】実施例２の電源装置の模式的回路図
【図５】実施例２の動作波形を示す図
【図６】実施例３の画像形成装置の構成を示す図
【図７】従来例の電源装置の模式的回路図、負荷変動と出力電圧の推移を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下本発明を実施するための形態を、実施例により詳しく説明する。尚、本実施例ではフライバック方式の回路構成を用いて説明するが、本発明の適応範囲を限定するものではない。具体的にはＤＣ／ＤＣコンバータ、電流共振コンバータ、フォワードコンバータ、などの回路にも適応することが可能である。
【実施例１】
【００１４】
・電源装置
図１は、実施例１の電源装置の回路図である。図３は、図１に示す本実施例の電源装置における負荷変動と出力電圧の関係を示した概念図である。本実施例では、一般的な電源方式であるフライバック電源回路に、本発明を実施した形態を例示する。本実施例の電源装置は、フライバック電源用トランス１１３（以下、単にトランス１１３という）によって１次、２次間を絶縁している。１次側には、断続的に電力供給を遮断するスイッチングＦＥＴ１０２（スイッチング素子）、トランス１１３の補助巻線に誘起された電圧を整流平滑するダイオード１１１とコンデンサ１１２、コンデンサ１１２への突入電流を制限するための抵抗１０９を備える。１次側には、抵抗１０９とコンデンサ１１０で構成されるフィルタ回路を備える。１次側には、制御回路１及び制御回路２を有し、スイッチングＦＥＴ１０２を駆動、制御する電源ＩＣ１０１（制御手段）、スイッチングＦＥＴ１０２用のゲート抵抗１０３を備える。また、１次側には、２次側フィードバック回路部からの信号を電源ＩＣ１０１に入力するためのフォトカプラ１０７とコンデンサ１０８、１次側電流を電圧に変換するための電流検出抵抗１０４を備える。更に、１次側には、電流検出抵抗１０４と電源ＩＣ１０１の電流検出端子ＩＳとを接続するラインに構成されたＲＣフィルタの抵抗１０５とコンデンサ１０６を備える。
【００１５】
また２次側には、トランス１１３の２次側出力を整流するためのダイオード２０１、２次側電力を蓄えるための電解コンデンサ２０２、ダイオード２０１後の電圧を更に整流平滑するためのコイル２０３と電解コンデンサ２０４を備える。また、２次側には、出力電圧から、比較電圧を生成するための分圧抵抗上段２０５と分圧抵抗下段２０６、フィードバック回路部の基準電圧（所定の基準電圧）及び作動増幅回路としてのレギュレータＩＣ２０７、２次側の電流を検出するための抵抗２１１を備える。また、Ｖｉｎ＿Ｈ、Ｖｉｎ＿Ｌには、商用交流電源を入力し、図示しない整流ダイオードブリッジを介し全波整流された電圧が印加され、１次平滑電解コンデンサ１００に直流電圧としてチャージされる。
【００１６】
以下に、本実施例における概略的な動作を説明するが、殆どの動作は図７（ａ）に示す従来技術の回路図の動作と共通であるため、本実施例及び従来技術の共通する動作をまず説明し、その後本実施例の特徴となる部分について説明する。
【００１７】
・フィードバック回路部
フィードバック回路部（フィードバック回路）は、分圧抵抗上段２０５（第一抵抗）と分圧抵抗下段２０６（第二抵抗）により生成される出力電圧に比例した比較電圧（ＲＥＦＥＲＥＮＣＥ）と、レギュレータＩＣ２０７の基準電圧（ＲＥＦ）とを比較する。レギュレータＩＣ２０７は比較した電圧の電位差（比較結果）を増幅し、レギュレータＩＣ２０７内のトランジスタを駆動することで、レギュレータＩＣ２０７のカソード−アノード間（以下、ＣＡＴＨＯＤＥ−ＡＮＯＤＥ間）に電流を流す。すなわち、比較電圧と基準電圧の電位差に比例した電流が出力電圧から電流制限抵抗２１０、フォトカプラ１０７を介してレギュレータＩＣ２０７のＣＡＴＨＯＤＥ−ＡＮＯＤＥ間に流れる。また、フィードバック回路部は、抵抗２０８、コンデンサ２０９からなる位相保証回路を有する。
【００１８】
・１次側回路
トランス１１３を含む１次側の回路動作を説明する。図２に１次側回路の基本的な動作波形を示す。図２は、上から電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧、スイッチングＦＥＴ１０２のＶｄｓ、スイッチングＦＥＴ１０２のＩｄ、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧、電源ＩＣ１０１のＩＳ端子電圧、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＯＭ端子電圧を示す波形である。電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧がハイレベル（Ｈｉ）になると、スイッチングＦＥＴ１０２が駆動される。このときＶｉｎ＿ＨからＶｉｎ＿Ｌに向けて、トランス１１３の１次巻線、スイッチングＦＥＴ１０２、１次側の電流検出抵抗１０４のラインに図２に示すスイッチングＦＥＴ１０２のドレイン電流Ｉｄのような電流が流れる。このとき、トランス１１３には１次巻線に電流が流れることにより発生する磁束によってコアが磁化され、エネルギーの蓄積を行う。電源ＩＣ１０１のＩＳ端子には、１次側の電流検出抵抗１０４により変換された、スイッチングＦＥＴ１０２のドレイン電流Ｉｄに比例した電圧が入力される。そして、そのＩＳ端子電圧と、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧が等しくなったタイミングで電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧をローレベルにする、すなわちスイッチングＦＥＴ１０２をオフする。ここで、スイッチングＦＥＴ１０２がオフされるとトランス１１３の２次巻線には１次側の逆起電力に応じた誘導起電力が発生し、コアに蓄積されたエネルギーを放出する。
【００１９】
電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧は、電源ＩＣ１０１より放出されるＦＢ端子電流と、２次側フィードバック回路及びフォトカプラ１０７の動作に応じて変化する。電源装置の出力電圧が低下するとフォトカプラ１０７のトランジスタ部に流れる電流Ｉｃが低下し、ＦＢ端子電圧は上昇する。また、これと逆に電源装置の出力電圧が上昇すると、フォトカプラ１０７のトランジスタ部に流れる電流Ｉｃが増加し、ＦＢ端子電圧は低下する。よって、スイッチングＦＥＴ１０２がオフし、トランス１１３の２次巻線からコアに蓄積されたエネルギーが放出されると、出力電圧は上昇し、それに応じて電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧は低下する。
【００２０】
トランス１１３の１次巻線／補助巻線の巻数比は、１次巻線／２次巻線の巻数比とは異なり、電源ＩＣ１０１に必要なＶＣＣ電圧が得られるように設定している。その補助巻線にも、１次側の逆起電力に応じた誘導起電力が発生し、２次巻線に比例した電圧が現れる。電源ＩＣ１０１は、補助巻線に発生する電圧をＢＯＴＯＭ端子に入力することで、トランス１１３の２次巻線からのエネルギーの放出が終了したことを検知する。トランス１１３の２次巻線からのエネルギーの放出が終了すると、電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧が再びハイレベルとなり、前述した一連の動作を繰り返す。
【００２１】
前述した一連の動作の中で、電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧がハイレベルとなる期間、すなわちオンデューティは、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧と図示しない電源ＩＣ内部の基準電圧との差によって決定される。そして、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧が高いほどオンデューティは大きくなる。
【００２２】
以上が本実施例及び従来技術に共通する動作である。続いて、本実施例における本発明の特徴となる部分を説明する。
【００２３】
・本実施例の特徴的な構成
本実施例において従来技術と異なる点は、次の通りである。まず、２次側の電流を検出するための２次側電流検出抵抗２１１が追加されている点である。そして、フィードバック回路部のレギュレータＩＣ２０７内の基準電圧が、２次側電流検出抵抗２１１の下流側（電力消費部側）であるＧＮＤ１に接地されている点である。一方、一端が分圧抵抗上段２０５に接続された分圧抵抗下段２０６は、他端が２次側電流検出抵抗２１１の上流側（トランス１１３側（トランス側））であるＧＮＤ２に接地されている点である。この点、図７（ａ）に示した従来技術では、２次側電流検出抵抗２１１はなく、フィードバック回路部のレギュレータＩＣ２０７内の基準電圧も、分圧抵抗下段２０６の他端も、同じグランド（ＧＮＤ１）に接続されている。このことから、本実施例は、負荷電流の帰還経路に直列に接続された２次側電流検出抵抗２１１が、基準電圧のＧＮＤ１と、出力電圧に比例する比較電圧のＧＮＤ２を分離しているといえる。このように、本実施例では、２次側電流検出抵抗２１１が、グランドをＧＮＤ１とＧＮＤ２とに分離することにより、２次側電流検出抵抗２１１に流れる負荷電流によって生じる電位差を利用して、負荷電流に応じて出力電圧が可変となるように構成している。
【００２４】
本実施例では、従来技術である図７（ａ）よりも電力消費部付近の出力電圧の変化が少ないため、軽負荷時の出力電圧を低く設定できることが特徴である。そのため、電力消費部が抵抗負荷（負荷抵抗）のような場合において、軽負荷時の消費電力を低減していることも特徴の一つである。本実施例の回路動作の特徴を以下に示すに当たり、従来技術における『負荷電流の変化と出力電圧の変化』を説明する。
【００２５】
・従来技術における『負荷電流の変化と出力電圧の変化』
従来技術である図７（ａ）における負荷電流の変化と出力電圧の変化を図７（ｂ）に示す。図７（ａ）の出力電圧［Ｖ］は、分圧抵抗２０５及び２０６により生成される比較電圧（ＲＥＦＥＲＥＮＣＥ）と、分圧抵抗２０５及び２０６の分圧比によって決定される。比較電圧をＶｉｎ、分圧抵抗上段をＲ２０５及び下段をＲ２０６とすると、出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝Ｖｉｎ×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（１）
となる。図７（ａ）の電源装置において比較電圧Ｖｉｎは、レギュレータＩＣ２０７の基準電圧ＲＥＦと等しくなるようにフィードバック制御される。そのため、上述した一連の動作を繰り返すことにより、（１）式の比較電圧Ｖｉｎが、徐々に基準電圧ＲＥＦに近づき、出力電圧Ｖｏはほぼ一定の値となる。
【００２６】
このとき、（１）式で表される出力電圧Ｖｏとは、分圧抵抗上段のＲ２０５が接続される出力電圧−分圧抵抗下段のＲ２０６が接続されるＧＮＤ１間の電位差である。そのため図７（ａ）に示す従来技術では、ダイオード２０１−コイル２０３間の電圧がほぼ（１）式の電圧になる。この電圧は、図７（ｂ）の実線で示す“電源装置付近の出力電圧”に相当し、スイッチングＦＥＴ１０２のスイッチングなどによるリップル電圧を無視すると、電力消費部による負荷電流［Ａ］の値に関らず、ほぼ一定の電圧が保たれる。これに対し、電力消費部付近の出力電圧をＶｏｓ、ケーブル１（Ｃａｂｌｅ０１と図示）のラインインピーダンスをＺｃ１、ケーブル２（Ｃａｂｌｅ０２と図示）のラインインピーダンスＺｃ２、負荷電流をＩｓとする。出力電圧Ｖｏｓは、
Ｖｏｓ＝Ｖｏ−｛Ｉｓ×（Ｚｃ１＋Ｚｃ２）｝・・・（２）
となり、図７（ｂ）の破線で示すように、電源装置−電力消費部間を接続するＣａｂｌｅ０１、Ｃａｂｌｅ０２のラインインピーダンスによって生じる電圧降下により、負荷電流［Ａ］が大きくなるにつれ徐々に低下する。そのため従来技術では、電源装置を搭載した機器における負荷電流変化の範囲内において、電力消費部付近の出力電圧が、機器に求められる出力電圧の規格上限値及び規格下限値の範囲内になるように分圧抵抗２０５及び２０６の分圧比を決定している。すなわち、想定される負荷電流変化の範囲内において負荷電流が最大となった場合でも、電力消費部付近の出力電圧が規格電圧下限を下回らないようにしている。上述したように、このような構成の場合、軽負荷時における電力消費部付近の出力電圧Ｖｏｓは、負荷電流が小さく、ラインインピーダンスＺｃ１及びＺｃ２による影響をあまり受けない。このため、Ｖｏｓ≒Ｖｏとなり、規格上限値（規格電圧上限）付近の比較的高い電圧となる。
【００２７】
以上が従来技術における負荷電流の変化と出力電圧の変化である。続いて、本実施例における『負荷電流の変化と出力電圧の変化』を説明する。
【００２８】
・本実施例における『負荷電流の変化と出力電圧の変化』
本実施例における負荷電流の変化と出力電圧の変化を図３に示す。図１の電源装置における出力電圧［Ｖ］は、レギュレータＩＣ２０７の基準電圧ＲＥＦと、分圧抵抗２０５及び２０６の分圧比、そして２次側電流検出抵抗２１１（電流検出抵抗）によって決定され、負荷電流［Ａ］によって変動する。図１において、電力消費部による負荷電流をＩｓとし、電源装置の出力電圧Ｖｏと電力消費部付近の出力電圧Ｖｏｓの電位差Ｖｄとすると、その関係は次式で表される。
Ｖｄ＝Ｖｏ−Ｖｏｓ＝Ｉｓ×（Ｚｃ１＋Ｚｃ２）・・・（３）
また、電力消費部による負荷電流がほぼゼロのような無負荷の状態にあるとすると、出力電圧Ｖｏは次式で表される。
Ｖｏ＝Ｖｉｎ×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（４）
【００２９】
（４）式は、従来技術の出力電圧である（１）式に等しい。ここで、２次側電流検出抵抗２１１に負荷電流Ｉｓが流れると、比較電圧Ｖｉｎは、分圧抵抗下段２０６が２次側電流検出抵抗２１１の上流側（トランス１１３側）に接地されているため、Ｉｓ×Ｒ２１１＝Ｖｒｉだけ変化する。そのため、このときの出力電圧をＶｏ’とすると、
Ｖｏ’＝（Ｖｉｎ＋Ｖｒｉ）×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（５）
となる。このとき（４）式で表される無負荷時の出力電圧Ｖｏと、（５）式で表される負荷電流Ｉｓが流れた時の出力電圧Ｖｏ’は、Ｖｏ＜Ｖｏ’の関係にありその差は２次側電流検出抵抗２１１に流れる電流、すなわち負荷電流Ｉｓによって変化する。
【００３０】
図１における電源装置は、図３に示すように電力消費部付近の出力電圧Ｖｏｓを負荷電流値によらず一定の電圧にするため、
Ｖｏ’＝Ｖｏ＋Ｖｄ・・・（６）
となるように、電源装置の出力電圧が、負荷電流ＩｓとラインインピーダンスＺｃ１及びＺｃ２により生じる電位差Ｖｄに相当する電位だけ変動する。これは、２次側電流検出抵抗２１１の値を、ラインインピーダンスＺｃ１とＺｃ２と、Ｒ２０５及びＲ２０６による分圧比より設定しているためである。以下にその２次側電流検出抵抗２１１の詳細な設定値を記す。
【００３１】
まず、（５）式、（６）式より負荷電流Ｉｓが流れたときの出力電圧Ｖｏ’は、
Ｖｏ’＝Ｖｏ＋Ｖｄ
＝（Ｖｉｎ＋Ｖｒｉ）×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６
＝｛Ｖｉｎ×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６｝＋
｛Ｖｒｉ×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６｝
となる。ここで上式は（４）式より右辺第１項と無負荷時の出力電圧Ｖｏが等しいことがわかる。よって、
Ｖｏ’＝Ｖｏ＋｛Ｖｒｉ×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６｝・・・（７）
となる。すなわち、電源装置の出力電圧Ｖｏと電力消費部付近の出力電圧Ｖｏｓの電位差Ｖｄは
Ｖｄ＝Ｖｒｉ×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（８）
となり、電位差Ｖｄと２次側電流検出抵抗２１１の両端電圧Ｖｒｉは比例関係にあることがわかる。
【００３２】
ラインインピーダンスＺｃ１とＺｃ２、及び２次側電流検出抵抗２１１は、電源装置出力と電力消費部間に配置され、電力消費部により消費される同一の負荷電流が流れる。そのため（８）式に（３）式を代入すれば、
Ｉｓ×（Ｚｃ１＋Ｚｃ２）
＝（Ｉｓ×Ｒ２１１）×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６
（Ｉｓ×Ｒ２１１）
＝Ｉｓ×（Ｚｃ１＋Ｚｃ２）×Ｒ２０６／（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）
Ｒ２１１＝（Ｚｃ１＋Ｚｃ２）×Ｒ２０６／（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）・・・（９）
となり２次側電流検出抵抗２１１の値（抵抗値）が得られる。すなわち２次側電流検出抵抗２１１は、（９）式に従い、ラインインピーダンスＺｃ１及びＺｃ２と、Ｒ２０５及びＲ２０６による分圧比により決定している。図１に示す本実施例の場合、ラインインピーダンスＺｃ１、ラインインピーダンスＺｃ２、２次側電流検出抵抗２１１の値は、おおよそ以下のような値となる。尚、ラインインピーダンスＺｃ１は、電源装置出力のコネクタから、Ｃａｂｌｅ０１を経て電力消費部のコネクタまでインピーダンスである。ラインインピーダンスＺｃ２は、電力消費部のＧＮＤ用コネクタからＣａｂｌｅ０２を経て、電源装置のコネクタまでのインピーダンスである。また、２次側電流検出抵抗２１１の値は、ラインインピーダンスＺｃ１、Ｚｃ２に比例している。そして、本実施例では、図３に示すような出力特性を得ることができる。
Ｚｃ１≒３３ｍΩ（ＡＷＧ１８、４８５ｍｍ 他回路インピーダンス）
Ｚｃ２≒３２ｍΩ（ＡＷＧ１８、４８５ｍｍ 他回路インピーダンス）
Ｒ２１１≒２４ｍΩ（Ｒ２０５：３．８３ｋΩ／Ｒ２０６：２．２１ｋΩ）
ここで、ＡＷＧとは、ケーブルの芯線の太さ、すなわち断面積の大きさの単位を意味する。
【００３３】
これにより、電源装置の出力電圧Ｖｏは、電力消費部付近の出力電圧Ｖｏｓが一定となるように、電力消費部の負荷電流と、ケーブル等のラインインピーダンスに応じて以下のような変化をする。
負荷電流がゼロ［Ａ］のとき：（４）式に相当する電圧
負荷電流がｎ［Ａ］のとき ：（５）式に相当する電圧
【００３４】
よって本実施例では、電源装置の２次側電流路の帰還ルートに、直列に２次側電流検出抵抗２１１を設け、その２次側電流検出抵抗２１１の上流側（トランス１１３側）に比較電圧を生成する分圧抵抗下段２０６を接地する。そして、２次側電流検出抵抗２１１の下流側（電力消費部）にフィードバック回路部の基準電圧を接地し、更に２次側電流検出抵抗２１１をラインインピーダンスＺｃ１及びＺｃ２と、Ｒ２０５及びＲ２０６による分圧比により決定する。これにより、重負荷時のラインインピーダンスによる電圧降下を考慮することなく、フィードバック回路部の基準電圧と比較電圧により決定する出力電圧を規格下限値付近に設定でき、軽負荷時の消費電力を低減することができる。すなわち、本実施例によれば、電源装置と電力消費部を接続する経路のインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させることができる。
【実施例２】
【００３５】
実施例２は、実施例１の技術に加え、更に過電圧状態及び過電流状態から機器を保護するための保護回路の技術に関する。
【００３６】
・過電流保護回路及び過電圧保護回路についての従来技術と課題
従来から電源装置には、過電流、過電圧といった出力部の異常状態を検知し、電源装置や電源装置を含む機器全体を保護する回路を設けることが一般的である。例えば、特開平１１−２１５６９０号公報では、過電流の保護回路として、電流路に直列に挿入した抵抗の両端に生じる電位差を利用した技術が開示されている。過電流の保護回路としては、特開平１１−２１５６９０号公報のように２次側で構成する技術と、１次側で構成する技術がある。１次側で構成する保護回路は、２次側で構成される保護回路よりも検出すべき保護電流値のばらつきが大きい場合がある。交流電圧を整流した電圧を入力するような電源装置（いわゆるＡＣ／ＤＣコンバータ）では、１次側電圧に交流電圧の変動（リプル）が重畳する。そのため、検出すべき２次側の負荷電流値に対して、１次側電流値は、１次側電圧の変動に比例したばらつきをもってしまう。よって、過電流の保護回路は、特開平１１−２１５６９０号公報のように２次側で構成するほうが精度良く検出できる。また、特開２０００−１５６９７２号公報では、過電圧の保護として、電源装置の出力電圧をツェナーダイオードのツェナー電圧と比較し、過電圧状態になった場合には電源装置の動作を遮断する回路構成となっている。
【００３７】
従来の図７に示す構成では、電源装置出力の過電圧、過電流といった異常状態の保護回路を個々に設ける必要がある。これは、例えば出力電圧のみで過電流状態と過電圧状態を検出しようとしても、過電流時の出力電圧と過電圧時の出力電圧が相反する電圧になってしまうため、過電流状態と過電圧状態の双方を同一回路で検出することができないといった理由が挙げられる。同様に負荷電流のみで過電流状態と過電圧状態を検出しようとした場合は、過電圧状態と過電流状態それぞれの場合の保護すべき電流値の差が大きく、こちらも同一回路での検出は困難である。よって特開２０００−１５６９７２号公報のような過電流保護回路と、特開平１１−２１５６９０号公報のような過電圧保護回路が個々に必要になっている。このような構成では、電源装置の基板面積が大きくなり、コストも高くなってしまう。
【００３８】
以上のことから、交流電圧の変動の影響を受けない２次側に構成された同一の保護回路によって過電圧、過電流の保護を可能にすることが望まれる。
【００３９】
・本実施例の過電圧、過電流保護回路
本実施例の回路構成図を図４に示す。図４に示す本実施例の回路図は、図１に示す実施例１に基づいて構成しており、実施例１との違いは、次の点である。まず、電源装置出力とＧＮＤ間に、電流制限抵抗２１２と、電源装置及びその周辺回路が異常であることを検出するためのツェナーダイオード２１３が接続されている点である。また、電源装置及びその周辺回路が異常である場合に、１次側電源ＩＣ１０１のＢＯＴＯＭ端子電圧をスイッチング動作停止電圧まで低下させるためのフォトカプラ２１４が接続されている点である。フォトカプラ２１４の発光ダイオードは、ツェナーダイオード２１３のグランド側に接続されている。
【００４０】
本実施例では、電源装置出力電圧の過電圧状態、及び電源装置出力の過電流状態といった異常状態を、ツェナーダイオード２１３で２次側に構成される同一の保護回路部で検出することができる。特に、過電流状態となった場合でも、交流電圧の影響を受けることなく、特開２０００−１５６９７２号公報と同等の検知精度が得られる。これにより従来技術に比べ、実装面積、コストの削減が可能であることを特徴とする。また、以下にその保護回路部の動作について、『過電圧状態における保護回路動作』、『過電流状態における保護回路動作』に分けて説明する。
【００４１】
・『過電圧状態における保護回路動作』
本実施例における出力電圧をＶｏとすると、その出力電圧Ｖｏは、実施例１における電源装置の出力電圧同様、次式で表すことができる。
Ｖｏ＝（Ｖｉｎ＋Ｖｒｉ）×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（１０）
尚、（１０）式の比較電圧Ｖｉｎは、レギュレータＩＣ２０７の基準電圧ＲＥＦと等しい値で安定する。
【００４２】
ここで、本実施例における電源装置を搭載した機器の電力消費部における最大負荷電流がα［Ａ］であったとすると、電源装置の出力電圧Ｖｏ＿αは、
Ｖｏ＿α
＝｛Ｖｉｎ＋（α×Ｒ２１１）｝×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（１１）
となる。本実施例における電源装置は、出力電圧Ｖｏ＿αが電源装置を搭載した機器の規格電圧上限値Ｖｍａｘより低くなるように（Ｖｏ＿α＜Ｖｍａｘ）構成している。また、保護回路のツェナーダイオード２１３のツェナー電圧Ｖｚは、電源装置及び周辺回路の故障等による異常状態を想定し、規格電圧上限値Ｖｍａｘよりも十分高い電圧を設定してある（Ｖｚ＞＞Ｖｍａｘ）。すなわち、３つの電圧は以下のような関係性にある。
Ｖｏ＿α＜Ｖｍａｘ＜＜Ｖｚ・・・（１２）
尚、Ｖｍａｘ＜＜Ｖｚのように、ツェナー電圧Ｖｚが規格電圧上限値Ｖｍａｘよりも十分高い電圧となっているのは、次の理由による。すなわち、電源装置の動作開始時や、電力消費部による負荷電流の急激な変化などの動作状態において発生するリンギングや、電源装置自身のスイッチングノイズ、外部からのノイズ等によって保護回路が誤動作しないようにするためである。
【００４３】
ここで、仮に図４に示すフィードバック回路部のフォトカプラ１０７が何らかの原因でオープン故障したとする。このときの回路動作と出力電圧の変化を図５に示す。図５には、上から、電源装置の出力電圧、電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧、スイッチングＦＥＴ１０２のＶｄｓ、スイッチングＦＥＴ１０２のＩｄ、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧、電源ＩＣ１０１のＩＳ端子電圧の波形を示す。更に図５には、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＯＭ端子電圧、フォトカプラ２１４の出力波形を示す。また、電源装置の出力電圧の波形には、一点鎖線でツェナー電圧を示す。電源ＩＣ１０１のＢＯＴＯＭ端子電圧の波形には、二点鎖線でパルス停止電圧を示す。尚、横軸は時間である。図４に示す電源装置は、本来であればトランス１１３の２次巻線からコアに蓄積されたエネルギーが放出されると、出力電圧は上昇し、それに応じて電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧が低下する。しかしながら、フォトカプラ１０７が何らかの原因でオープン故障した場合、フィードバック回路部の動作に応じて変化するフォトカプラ１０７のトランジスタ部に流れるコレクタ電流Ｉｃがゼロとなる。このため、電源ＩＣ１０１より放出されるＦＢ端子電流によりＦＢ端子電圧は上昇を続ける。電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子からの出力は、ＦＢ端子電圧と図示しない電源ＩＣ内部の基準電圧との差によって決定され、電源ＩＣ１０１のＦＢ端子電圧が高いほどスイッチングＦＥＴ１０２のオンデューティは大きくなる。そのため、ＦＢ端子電圧上昇−オンデューティ大という正帰還がかかり、出力電圧は規格上限値（Ｖｍａｘ）を超え、上昇を続ける。
【００４４】
図５の（Ａ）のタイミングで、電源装置の出力電圧がツェナーダイオード２１３のツェナー電圧に到達する。ツェナーダイオード２１３がツェナー電圧に到達しツェナー電流Ｉｚが流れると、ツェナーダイオード２１３はツェナー降伏状態となり、ツェナー電流Ｉｚが抵抗２１２とツェナーダイオード２１３、フォトカプラ２１４に流れる。このツェナー電流Ｉｚがフォトカプラ２１４の発光ダイオード（発光部）に流れると、フォトカプラ２１４のフォトトランジスタ（受光部）がオンし、電源ＩＣ１０１のＢＯＴＯＭ端子電圧をＶＣＣ電圧より持ち上げる。図５の（Ｂ）のタイミングで電源ＩＣ１０１のＢＯＴＯＭ端子電圧が、パルス停止電圧に到達すると、電源ＩＣ１０１のｏｕｔ端子電圧はローレベルになり、電源ＩＣ１０１はスイッチングＦＥＴ１０２のスイッチング動作を停止し、２次側への電力供給を遮断する。その後、図５の（Ｃ）のタイミングで、トランス１１３がスイッチング停止直前に蓄積したエネルギーを２次側へ放出し終えると、電源装置の２次側及び電力消費部などの周辺回路によって電力を消費しながら、出力電圧は徐々に低下して行く。図５の（Ｃ）のタイミングを過ぎ、電源装置の出力電圧がツェナー電圧を下回ると、フォトカプラ２１４はオフする。これにより、電源装置及び電力消費部等周辺回路の２次的損傷を防止することができる。
【００４５】
・『過電流状態における保護回路動作』
本実施例における電源装置を搭載した機器の、電力消費部における最大負荷電流がα［Ａ］であった場合の電源装置の出力電圧Ｖｏ＿αは、上述した通り（１１）式で表される。また同様に、出力電圧Ｖｏ＿αと、機器の規格電圧上限値Ｖｍａｘ、ツェナーダイオード２１３のツェナー電圧Ｖｚの関係は（１２）式で述べた通りである。
【００４６】
ここで、仮に電力消費部において何らかの故障が発生し、最大電流α［Ａ］以上の過電流状態（α＋ｎ［Ａ］）に至ったとすると、出力電圧Ｖｏ＿α＋ｎは、
Ｖｏ＿α＋ｎ＝｛Ｖｉｎ＋（（α＋ｎ）×Ｒ２１１）｝×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６・・・（１３）
となり、実施例１に基づいて構成される本実施例の出力電圧は、負荷電流の増加に比例して上昇する。そのため、このときの出力電圧Ｖｏ＿α＋ｎがツェナー電圧Ｖｚを超えると、ツェナーダイオード２１３によって構成される保護回路が動作し、上述した過電圧状態の保護回路動作と同じく、２次側への電力供給が遮断される。すなわち、
ｄＶｎ＝（ｎ×Ｒ２１１）×（Ｒ２０５＋Ｒ２０６）／Ｒ２０６
＞ｄＶｚ・・・（１４）
ここで、 ※１：ｄＶｎ＝Ｖｏ＿α＋ｎ−Ｖｏ＿α
※２：ｄＶｚ＝Ｖｚ−Ｖｏ＿α
を満たすような過大電流となった場合に保護回路が動作し、２次側への電力供給が遮断されることとなる。
【００４７】
このように、本実施例によれば、電源装置及びその周辺回路等の故障による過電圧状態及び過電流状態を、ツェナーダイオード２１３とフォトカプラ２１４により構成される同一の保護回路部で検出し、電源装置の電力供給を停止することができる。本実施例において、過電流保護回路を過電圧保護回路と同一の回路で検出できるのは、図３で説明したように、電源装置付近の出力電圧が負荷電流に比例する関係となっているからである。更にその保護回路は２次側で構成されているため、過電流状態となった場合でも、１次側で構成される保護回路のように交流電圧の影響を受けることなく比較的精度良く装置を保護することができる。そのため、従来技術に比べて同等の検知精度を維持しつつ、実装面積、コストの削減が可能となる。
【００４８】
尚、本実施例の保護回路はツェナーダイオードを用いて構成したが、本発明の適応範囲を限定するものではない。具体的にはコンパレータ、トランジスタ等の能動素子や、抵抗等の受動素子によって構成される場合にも適応することが可能である。すなわち、本実施例によれば、電源装置と電力消費部を接続する経路のインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させることができる。更に、交流電圧の変動の影響を受けない２次側に構成された同一の保護回路によって過電圧、過電流の保護を可能にすることができる。
【実施例３】
【００４９】
実施例１及び２で説明した電源装置は、例えば画像形成装置のコントローラ（制御部）への電力供給用の電源として適用可能である。以下に、実施例１及び２の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。
【００５０】
・画像形成装置の構成
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図６に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ３００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム３１１、感光ドラム３１１を一様に帯電する帯電部３１７（帯電手段）、感光ドラム３１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム３１１に現像されたトナー像をカセット３１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部３１８（転写手段）によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器３１４で定着してトレイ３１５に排出する。この感光ドラム３１１、帯電部３１７、現像部３１２、転写部３１８が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ３００は、実施例１、２で説明した、図６には不図示の電源装置を備えている。尚、実施例１、２の電源装置を適用可能な画像形成装置は、図６に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する１次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する２次転写部を備える画像形成装置であってもよい。
【００５１】
レーザビームプリンタ３００は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御する不図示のコントローラを備えており、実施例１、２に記載の電源装置は、例えばコントローラに電力を供給する。すなわち、実施例１、２における電力消費部が、コントローラに相当する。電源装置とコントローラとは、例えばケーブルで接続されるが、本実施例の画像形成装置が備える電源装置は、ケーブルのラインインピーダンスによる電圧降下を抑制できる。また、本実施例の画像形成装置は、省電力を実現する待機状態にある場合に、消費電力を低減させることができる。また、実施例２の電源装置を備えた画像形成装置は、交流電圧の変動の影響を受けない２次側に構成された同一の保護回路によって過電圧、過電流の保護を可能にすることができる。
【００５２】
以上、本実施例によれば、電源装置と電力消費部を接続する経路のインピーダンスによる電圧降下を抑制し、かつ軽負荷時の消費電力を低減させることができる。
【符号の説明】
【００５３】
１０１ 電源ＩＣ
１０２ スイッチングＦＥＴ
１１３ フライバック電源用トランス
２０５、２０６ 出力電圧を分圧する抵抗
２０７ レギュレータＩＣ
２１１ ２次側電流検出抵抗
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側と２次側を絶縁するトランスと、
前記トランスの１次側に設けられ、前記トランスに電力の供給と遮断を行うスイッチング素子と、
前記トランスの２次側に設けられ、前記トランスの出力電圧を直列に接続された第一抵抗と第二抵抗で分圧した電圧と、基準電圧とを比較し、比較結果に基づいた出力を行うフィードバック回路と、
前記トランスの１次側に設けられ、前記フィードバック回路からの出力に基づき、前記スイッチング素子の動作を制御する制御手段と、を備え、
前記トランスの出力電圧を電力消費部に供給する電源装置であって、
前記トランスの２次側に設けられ、前記電力消費部に流れる電流を検知する電流検出抵抗を備え、
前記電流検出抵抗は、一端が前記第一抵抗に接続された前記第二抵抗の他端が、前記電流検出抵抗の前記トランス側で接地され、
前記基準電圧が、前記電流検出抵抗の前記電力消費部側で接地されることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記電流検出抵抗の抵抗値は、前記トランスの出力電圧を前記電力消費部に供給するためのケーブルのインピーダンスと、前記第一抵抗と前記第二抵抗の分圧比と、に基づき決定されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記トランスの２次側の出力とグランドの間に設けられ、出力電圧又は前記電力消費部に流れる電流と前記電流検出抵抗に応じた電圧がツェナー電圧を超えた場合に電流が流れるツェナーダイオードと、
前記ツェナーダイオードのグランド側に直列に接続されたフォトカプラの発光部と、
前記トランスの１次側に設けられ、出力が前記制御手段に入力される前記フォトカプラの受光部と、
を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項４】
記録材に画像形成を行う画像形成部と、
前記画像形成部を制御する制御部と、
前記制御部に電力を供給する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源装置と、
を備えることを特徴とすることを特徴とする画像形成装置。
【請求項１】
１次側と２次側を絶縁するトランスと、
前記トランスの１次側に設けられ、前記トランスに電力の供給と遮断を行うスイッチング素子と、
前記トランスの２次側に設けられ、前記トランスの出力電圧を直列に接続された第一抵抗と第二抵抗で分圧した電圧と、基準電圧とを比較し、比較結果に基づいた出力を行うフィードバック回路と、
前記トランスの１次側に設けられ、前記フィードバック回路からの出力に基づき、前記スイッチング素子の動作を制御する制御手段と、を備え、
前記トランスの出力電圧を電力消費部に供給する電源装置であって、
前記トランスの２次側に設けられ、前記電力消費部に流れる電流を検知する電流検出抵抗を備え、
前記電流検出抵抗は、一端が前記第一抵抗に接続された前記第二抵抗の他端が、前記電流検出抵抗の前記トランス側で接地され、
前記基準電圧が、前記電流検出抵抗の前記電力消費部側で接地されることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記電流検出抵抗の抵抗値は、前記トランスの出力電圧を前記電力消費部に供給するためのケーブルのインピーダンスと、前記第一抵抗と前記第二抵抗の分圧比と、に基づき決定されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記トランスの２次側の出力とグランドの間に設けられ、出力電圧又は前記電力消費部に流れる電流と前記電流検出抵抗に応じた電圧がツェナー電圧を超えた場合に電流が流れるツェナーダイオードと、
前記ツェナーダイオードのグランド側に直列に接続されたフォトカプラの発光部と、
前記トランスの１次側に設けられ、出力が前記制御手段に入力される前記フォトカプラの受光部と、
を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項４】
記録材に画像形成を行う画像形成部と、
前記画像形成部を制御する制御部と、
前記制御部に電力を供給する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電源装置と、
を備えることを特徴とすることを特徴とする画像形成装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１３−５９２３４（Ｐ２０１３−５９２３４Ａ）
【公開日】平成２５年３月２８日（２０１３．３．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１９７１２５（Ｐ２０１１−１９７１２５）
【出願日】平成２３年９月９日（２０１１．９．９）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月２８日（２０１３．３．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月９日（２０１１．９．９）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
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