高電圧出力ドライバーおよび圧電ポンプ
【課題】電源立ち上がり時におけるショックの発生を効果的に防止する。
【解決手段】昇圧回路において、低電圧電源の出力を昇圧して高電圧の駆動電源電圧を発生する。また、出力回路では、駆動電源を電源として、圧電素子を駆動する一対の相補的な駆動信号を出力する。出力を停止する前記駆動電源の立ち下がり時において、一対の駆動信号の電位差が０の時点から両駆動信号を一緒にグランドレベルまで変化させる。
【解決手段】昇圧回路において、低電圧電源の出力を昇圧して高電圧の駆動電源電圧を発生する。また、出力回路では、駆動電源を電源として、圧電素子を駆動する一対の相補的な駆動信号を出力する。出力を停止する前記駆動電源の立ち下がり時において、一対の駆動信号の電位差が０の時点から両駆動信号を一緒にグランドレベルまで変化させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷へ駆動信号を出力する高電圧出力ドライバーおよびこれを用いた圧電ポンプに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、圧電素子を利用したダイヤフラムポンプが提案されている。このポンプは、圧電ポンプと呼ばれ、圧電素子への電圧印加の方向を順次変更することで、圧電素子を往復動作させてダイヤフラムを往復動作させて駆動される。
【０００３】
このような圧電ポンプでは、圧電素子に対する駆動信号を出力する駆動回路が必要であり、この駆動信号は、例えば一対の相補的なサイン波からなる。
【０００４】
【特許文献１】特開平６−１０９０６８号公報
【特許文献２】特開平８−２０５５６３号公報
【特許文献３】特開２０００−６０８４７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ここで、圧電素子のような負荷に対する駆動信号は比較的高電圧であり、電源の立ち下がり時において逆相の駆動信号を急激に停止するとショックが大きい場合もある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、負荷を駆動する高電圧出力ドライバーであって、低電圧電源の出力を昇圧して高電圧の駆動電源を発生する昇圧回路と、前記昇圧回路からの駆動電源を電源として、前記負荷を駆動する一対の相補的な駆動信号を出力する出力回路と、を有し、出力を停止する前記駆動電源の立ち下がり時において、一対の駆動信号の電位差が実質的に０の時点から両駆動信号を一緒にグランドレベルまで変化させることを特徴とする。
【０００７】
また、前記出力回路は、前記低電圧電源を電源として前記負荷の駆動波形を発生する駆動波形発生手段と、前記駆動電源を電源として、前記駆動波形を増幅する増幅回路と、を有し、前記駆動波形発生手段において、一対の駆動信号に対応する一対の駆動波形を発生することが好適である。
【０００８】
また、前記駆動電源の立ち下がり時において、前記一対の駆動信号は一緒に最低レベルに至るまで、前記駆動波形によって制御され、その後自然放電によってグランドレベルに至ることが好適である。
【０００９】
また、本発明は、上述の高電圧出力ドライバーとこの高電圧出力ドライバーの出力である駆動信号より駆動される負荷を含み、前記負荷は圧電素子であって、前記圧電素子を用いたダイヤフラムを往復動させて駆動される圧電ポンプに関する。
【発明の効果】
【００１０】
電源立ち上がり時におけるショックの発生を効果的に防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１２】
「圧電ポンプの構成」
圧電素子を利用したダイヤフラムポンプ（圧電ポンプ）の構成について、図１を用いて説明する。ポンプケーシング１０内には、周囲がポンプケーシング１０内壁に固定され、中央側が上下動するダイヤフラム１２が配置され、このダイヤフラム１２の一方側にポンプ室１４が形成される。ポンプ室１４には、流入通路１６に接続される流入口１８と、流出通路２０に接続される流出口２２が設けられ、流入通路１６と流入口１８の間には流入側の逆止弁２４、流出通路２０と流出口２２の間には流出側の逆止弁２６が設けられている。
【００１３】
ここで、ダイヤフラム１２は、図２に示すように薄い金属板Ｍの表裏両面に、両面に電極を有する圧電素子ＰＺ１，ＰＺ２を貼り合わせた構造になっている。そして、圧電素子ＰＺ１の上側の電極と、圧電素子ＰＺ２の下側の電極の間に１つの位相の交流電圧（サイン波状の駆動信号）が印加され、圧電素子ＰＺ１，ＰＺ２に挟まれた真ん中の金属板Ｍに位相が反対の（１８０度異なる）交流電圧（位相が反対のサイン波状の駆動信号）が印加される。これによって、２つの圧電素子ＰＺ１，ＰＺ２とも印加電圧が大きいときに大きく反ることになり、図１，２に示すように、ダイヤフラム１２が周辺部を支点とし真ん中を最大振幅として上下に振動することになる。
【００１４】
流入側の逆止弁２４は、ポンプ室１４へ流入する方向の流体の流れを許可し、反対の流れを阻止する。一方、流出側の逆止弁２６は、ポンプ室１４から流出する方向の流体の流れを許可し、反対の流れを阻止する。従って、図１に示すように、ダイヤフラム１２の振動に伴うポンプ室１４の容積変化に伴い、流入通路１６の流体がポンプ室１４を介し流出通路２０に押し出される。
【００１５】
「駆動信号出力回路」
図３には、圧電素子ＰＺへの駆動信号を出力する駆動信号出力回路の構成が示されている。１つの駆動波形（サイン波状の交流波形）であるＲ側入力信号は、バッファアンプＢＦ１の正入力端に入力される。このバッファアンプＢＦ１は、その出力が負入力端に接続されており、Ｒ側入力信号がそのままの波形で出力される。バッファアンプＢＦ１の出力はコンパレータ（エラーアンプ）ＣＰ１の正入力端に入力される。このコンパレータＣＰ１の負入力端には、帰還信号が入力されており、両信号の誤差信号がコンパレータＣＰ１の出力として得られる。得られた誤差信号は、高電源電圧で駆動される出力アンプＡＰ１に供給され、この出力アンプＡＰ１の出力が出力端Ｔ１に供給される。出力端Ｔ１には、圧電素子ＰＺの一方側の電極が接続されているとともに、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２を介しグランドに接続されている。分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点は、端子Ｔ２を介し、コンパレータＣＰ１の負入力端に接続され、出力電圧が分圧された電圧がコンパレータＣＰ１に負帰還される。
【００１６】
従って、コンパレータＣＰ１は、その出力が、帰還信号である分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点電圧がＲ側入力信号に一致するように動作し、従って出力端Ｔ１からの駆動信号ＲＯＵＴがＲ側入力信号に応じたものになる。
【００１７】
また、Ｆ側入力信号は、Ｒ側入力信号と位相が１８０度異なる信号（相補的な信号）であり、Ｆ側入力信号は、バッファアンプＢＦ２、コンパレータＣＰ２、出力アンプＡＰ２を介し、Ｆ側入力信号に対応した高電圧の駆動信号となり、出力端Ｔ３に供給される。出力端Ｔ３は、圧電素子ＰＺの他方側の電極が接続されているとともに、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を介しグランドに接続されており、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の中点電圧がコンパレータＣＰ２に負帰還されている。従って、出力端Ｔ３からの出力である駆動信号ＦＯＵＴが出力端Ｔ１からの駆動信号ＲＯＵＴと反対の極性の信号となり、圧電素子ＰＺの両面の電極に位相が１８０度異なる一対の駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴが印加されることになる。この圧電素子ＰＺが上述の圧電ポンプのダイヤフラム１２を構成しており、ダイヤフラム１２が往復移動することになる。なお、上述の圧電ポンプは、２つの圧電素子ＰＺ１，ＰＺ２を有しているが、圧電素子ＰＺがそのうちの１つに該当していても良いし、ダイヤフラム１２を１つの圧電素子ＰＺで構成してもよい。
【００１８】
次に、駆動電源制御信号は、コンパレータＣＰ３の正入力端に入力される。コンパレータＣＰ３の負入力端には帰還信号が入力されている。コンパレータＣＰ３の出力は、コンパレータＣＰ４の負入力端に入力される。このコンパレータＣＰ４の正入力端には、予め設定された三角波が供給されている。従って、このコンパレータＣＰ４の出力には、コンパレータＣＰ３の出力の電圧に応じたデューティー比のＰＷＭ信号が得られる。すなわち、駆動電源制御信号がフィードバック信号に比べて高ければ、コンパレータＣＰ３の出力電圧が高くなり、デューティー比（Ｈレベルの期間）が少ないＰＷＭ信号がコンパレータＣＰ４から出力される。なお、駆動電源制御信号は、後述するように、圧電素子ＰＺの駆動を制御するための制御電源電圧ＶＣＣに基づいて発生される。
【００１９】
コンパレータＣＰ４の出力は、ｐチャネルトランジスタＱ１と、ｎチャネルトランジスタＱ２のゲートに供給される。このトランジスタＱ１は、ソースが端子Ｔ５に接続され、ドレインがトランジスタＱ２のドレインに接続されており、トランジスタＱ２のソースはグランドに接続されている。そして、トランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン同士の接続点は、端子Ｔ６に接続されている。
【００２０】
端子Ｔ５には、外付けのコイルＬｖｓを介し、外付けのダイオードＤ１のアノードに接続され、このダイオードＤ１のカソードは外付けコンデンサＣ１を介しグランドに接続されている。また、端子Ｔ６には、ｎチャネルトランジスタＱ３のゲートが接続され、このトランジスタＱ３のドレインがコイルＬｖｓとダイオードＤ１の接続点に接続され、ソースがグランドに接続されている。
【００２１】
従って、コンパレータＣＰ４からの出力であるＰＷＭ信号がＨレベルであると、トランジスタＱ２がオンし端子Ｔ６がＬレベルとなりトランジスタＱ３はオフ、ＰＷＭ信号がＬレベルであると、トランジスタＱ２がオフし端子Ｔ６がＨレベルとなりトランジスタＱ３はオンする。このトランジスタＱ３がオンすることで、コイルＬｖｓにエネルギーが蓄積され、トランジスタＱ３がオフすることで、コイルＬｖｓに蓄積されたエネルギーに応じてコンデンサＣ１に充電される。従って、コンパレータＣＰ４からの出力におけるＬレベルの期間が長いほど、コンデンサＣ１への充電量が大きくなり、コンデンサＣ１からの出力である駆動電源電圧が高くなる。なお、ダイオードＤ１に並列してトランジスタを設けると、そのスイッチングにより駆動電源電圧を下げることが容易になる。
【００２２】
コンデンサＣ１の上側（ダイオードＤ１のカソードに接続される電極）は、端子Ｔ７に接続され、この端子Ｔ７が出力アンプＡＰ１，ＡＰ２へ駆動電源電圧として供給される。また、コンデンサＣ１の上側は、外付けの分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６を介しグランドに接続されている。分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６の中点は、外付けの抵抗Ｒ７、コンデンサＣ２を介し、端子Ｔ８に接続されている。そして、端子Ｔ８は、コンパレータＣＰ４の負入力端に接続されている。抵抗Ｒ７、コンデンサＣ２は、ハイパスフィルタを構成しており、これによって駆動電源電圧出力の高周波成分が除去される。さらに、分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６の中点は端子Ｔ９に接続されており、この端子Ｔ９がコンパレータＣＰ３の負入力端に接続されている。従って、駆動電源電圧を分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６で分圧した電圧が駆動電源制御信号と比較されるフィードバック信号（帰還信号）となり、帰還信号の電圧が駆動電源制御信号の電圧に一致するように、駆動電源電圧が制御される。
【００２３】
このようにして、駆動電源制御信号によって、駆動電源電圧を任意に制御することが可能になる。これによって、端子Ｔ１，Ｔ３からの出力である、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの振幅が制御される。なお、後述するように、駆動電源制御信号は、電源電圧ＶＣＣとして本ドライバーに外部から供給される。
【００２４】
図４には、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの状態が示してある。駆動電源電圧出力を下げることによって、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの振幅が小さくなる。これによって、圧電素子ＰＺの動きが制御され、圧電ポンプのダイヤフラムの振幅が制御されてポンプの吐出量を制御することができる。
【００２５】
「出力アンプＡＰの構成」
図５、図６には、出力アンプＡＰの構成例が示されている。ＩＣＯＭからは定電流が供給され、これがｎチャネルトランジスタＱ１１のドレインおよびゲートに供給される。トランジスタＱ１１のソースはグランド（ＰＧＮＤ）に接続されている。トランジスタＱ１１のゲートには、ソースがグランド（ＰＧＮＤ）に接続されたｎチャネルトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のゲートが共通接続されている。従って、トランジスタＱ１１に対し、トランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４がカレントミラーを構成し、これらトランジスタＱ１１〜Ｑ１４に同一の定電流が流れる。
【００２６】
トランジスタＱ１２のドレインには、ｐチャネルトランジスタＱ１５のドレインが接続されており、このトランジスタＱ１５のソースは駆動電源ＶＳに接続されている。トランジスタＱ１５はドレイン・ゲートが短絡されており、このゲートには、ソースがＶＳに接続されたｐチャネルトランジスタＱ１６，Ｑ１７のゲートが接続されている。従って、これらトランジスタＱ１６，Ｑ１７にも、トランジスタＱ１１に流れるのと同じ定電流が流れる。
【００２７】
トランジスタＱ１３のドレインは、２つのドレイン・ゲート間が短絡されたｐチャネルトランジスタＱ１８，Ｑ１９を介し、駆動電源ＶＳに接続されており、トランジスタＱ１３とトランジスタＱ１８のドレインがｐチャネルトランジスタＱ２０のゲートに接続されている。また、トランジスタＱ１７のドレインは、２つのドレイン・ゲート間が短絡されたｎチャネルトランジスタＱ２１，Ｑ２２を介し、外部のグランドに接続されている端子ＲＦに接続されている。トランジスタＱ１７とトランジスタＱ２１の接続点は、ｎチャネルトランジスタＱ２３のゲートに接続されている。
【００２８】
そして、トランジスタＱ２０のソースと、トランジスタＱ２３のドレインは、トランジスタＱ１６のドレインに共通接続されるとともに、ｐチャネルトランジスタＱ２４のゲートに接続されている。また、トランジスタＱ２０のドレインと、トランジスタＱ２３のソースは、トランジスタＱ１４のドレインに共通接続されるとともに、ｎチャネルトランジスタＱ２５のゲートに接続されている。また、トランジスタＱ２０のドレイン、トランジスタＱ２３のソース、トランジスタＱ１４のドレイン、ｎチャネルトランジスタＱ２５のゲートには、ＩＣＴＬＦ端からドライブ電流Ｉｄｒが供給される。すなわち、このＩＣＴＬＦ端がコンパレータＣＰ１（またはコンパレータＣＰ２）の出力に接続されている。
【００２９】
また、トランジスタＱ２４のソースは駆動電源ＶＳに接続され、ドレインはトランジスタＱ２５のドレインに接続されるとともに出力端子ＯＵＴ（Ｔ１またはＴ３）に接続されており、トランジスタＱ２５のソースは端子ＲＦに接続されている。
【００３０】
このような回路において、トランジスタＱ２０とトランジスタＱ２３には、トランジスタＱ１６に流れる定電流を分割した電流が流れる。また、トランジスタＱ１９，Ｑ１８には、トランジスタＱ１３に流れる定電流が流れ、トランジスタＱ２１，Ｑ２２には、トランジスタＱ１７に流れる電流が流れる。従って、通常は、トランジスタＱ２０，Ｑ２３に流れる電流は等しい。
【００３１】
ドライブ電流ＩｄｒがトランジスタＱ２５のゲートに向けて流れる電流Ｉｄｒ＋であるとこれによって、図５に示すように、トランジスタＱ２５がオンし、出力端ＯＵＴから電流を引き抜く方向の電流が流れ、出力端ＯＵＴはＬレベル側に動く。このとき、トランジスタＱ２０およびトランジスタＱ２３に流れる電流の和はトランジスタＱ１４に流れる定電流に等しいため、トランジスタＱ２４はオフしている。
【００３２】
一方、ドライブ電流ＩｄｒがトランジスタＱ２５のゲートから引き抜く方向に流れる電流Ｉｄｒ−であると、これによって、図６に示すように、トランジスタＱ２３のドレイン電流が大きくなり、トランジスタＱ２４がオンし、出力端ＯＵＴから電流を吐き出す方向の電流が流れ、出力端ＯＵＴはＨレベル側に動く。
【００３３】
このようにして、ＩＣＴＬＦに流れる電流に応じて、出力トランジスタＱ２４，Ｑ２５が制御されて、出力端ＯＵＴからの出力が制御される。この出力アンプＡＰは、駆動電源ＶＳからの電力によって出力を得る高耐圧出力部として機能する。従って、図３における出力アンプＡＰ１，ＡＰ２として、図５，６に示されるアンプをそれぞれ用意し、コンパレータＣＰ１，ＣＰ２の出力をそれぞれのアンプのＩＣＴＬＦに入力することによって、出力端ＯＵＴにおいて、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴをそれぞれ得ることができる。
【００３４】
なお、信号系の電源電圧は、例えば、５Ｖ程度であり、駆動電源ＶＳは例えば２００Ｖ程度である。
【００３５】
「ＶＣＣ連動ＤＡＣの構成」
従来の装置において、ファン駆動制御用にファンの駆動を制御する制御電源電圧である電源電圧ＶＣＣを出力できる回路がすでに用意されている場合がある。この場合には、この電源電圧ＶＣＣに応じて、圧電素子ＰＺを制御する信号を発生することが好適である。
【００３６】
図７には、このような場合に好適な構成が示されている。外部から入力されてくる電圧がポンプの駆動要求に従って適宜変更される電源ＶＣＣが入力される端子Ｔ１１は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の直列接続からなる分圧抵抗を介しグランドに接続されている。分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点は、出力が負入力端に短絡されたバッファアンプＢＦ１１の正入力端に入力され、この出力がＤ／Ａコンバータ３０の電源ＶＤＡＣとなっている。
【００３７】
なお、この例では、リファレンスＶ１が正入力端に入力され、負入力端に分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点が接続されるとともに、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点がダイオードＤ１１を介し出力に接続されるコンパレータＣＰ１１と、リファレンスＶ２が正入力端に入力され、負入力端に分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点が接続されるとともに、出力がダイオードＤ１２を介し分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点に接続されるコンパレータＣＰ１２と、が設けられている。ダイオードＤ１１は、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点からコンパレータＣＰ１１の出力に向けて流れる電流のみを流し、ダイオードＤ１２は、コンパレータＣＰ１１の出力から分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点に向けて流れる電流のみを流す。従って、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点電圧は、リファレンス電圧Ｖ１，Ｖ２でクリップされることになる。従って、電源ＶＤＡＣは、電源電圧ＶＣＣの変化に伴い、図８に示すように変化することになる。すなわち、電源ＶＤＡＣは、電源電圧ＶＣＣが０〜Ｖ２（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２の間はＶ２、Ｖ２（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２〜Ｖ１（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２の間はＶ２→Ｖ１に直線的に変化し、Ｖ１（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２以上ではＶ１に固定される。
【００３８】
図９には、Ｄ／Ａコンバータ３０の構成が示されている。電源ＶＤＡＣとグランドの間には、入力デジタル信号のビット数に応じた抵抗が直列接続されている。そして、各抵抗間の接続点には２つのスイッチがそれぞれ対応して設けられており、一方側のＲ側スイッチ群ＳＷｒの抵抗側でない端部が共通接続してＲ側信号の出力、他側のＦ側スイッチ群ＳＷｆの抵抗側でない端部が共通接続してＦ側信号の出力になっている。
【００３９】
また、Ｒ側、Ｆ側スイッチ群を制御するためにカウンタ回路３２が設けられている。このカウンタ３２は、所定のクロックをアップカウント、ダウンカウントを繰り返す。例えば、５１２段階のカウント値を０→５１１→０→５１１というように順次繰り返し出力する。そして、これらカウンタの出力がＲ側スイッチ群ＳＷｒとＦ側スイッチ群ＳＷｆとで、ちょうど反対の出力が出るように対応付けられている。すなわち、カウンタ３２の出力が０のときにＲ側スイッチ群ＳＷｒの出力が０であれば、Ｆ側スイッチ群ＳＷｆの出力が５１１となるように設定されている。
【００４０】
従って、Ｒ側信号、Ｆ側信号が図示のように、１クロックに対し順次変化する相補的なサインカーブになる。そして、電源ＶＤＡＣが変化することで、Ｒ側信号、Ｆ側信号の振幅が連動して変化する。従って、電源ＶＣＣに応じて振幅が変化するＲ側信号、Ｆ側信号がＤ／Ａコンバータ３０の出力に得られる。また、Ｄ／Ａコンバータ３０の最大出力が駆動電源制御信号として出力される。
【００４１】
このような図９の出力信号が図３のバッファアンプＢＦ１，ＢＦ２、コンパレータＣＰ３に入力される。そして、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６の比を適切に設定することで、入力されてくるＶＣＣに応じて、圧電ポンプの吐出量を目標値に制御することが可能になる。
【００４２】
なお、図９では、Ｄ／Ａコンバータ３０からＲ側信号、Ｆ側信号をそのまま出力することにした。しかし、Ｒ側信号、Ｆ側信号は上下対称である。従って、半分（１８０度分）の出力のみをＤ／Ａコンバータ３０から出力し、他の半分については、出力を反転することもできる。これによって、Ｄ／Ａコンバータ３０における抵抗列を半分の規模にすることが可能になる。
【００４３】
「立ち上がり時の処理」
図１０には、電源立ち上がり時の駆動電源電圧および駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの波形を示してある。
【００４４】
このように、駆動電源が立ち上がった後、ＲＯＵＴと、ＦＯＵＴとは、所定期間だけ同一の位相で変化する。この例においては、電圧０から最初に振幅の中点電圧に至るまでは、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴは一緒に変化する。そして、この中点電圧に至った時点から、本来のＲＯＵＴ，ＦＯＵＴとしての出力になる。この例では、中点電圧に至るまでＦＯＵＴの位相が反転されており、中点電圧に至ったときにそれまでと位相が反転されている。
【００４５】
このように、駆動開始時において、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴを所定期間だけ、同一の値（電圧差が０）の状態に維持し、その後通常の駆動とすることで、急激に圧電素子に大電圧が印加されることを防止して、起動時のショックを和らげることが可能となる。
【００４６】
また、図１１には、他の例が示されている。この例では、駆動電源が立ち上がった後、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの両方を電圧０ｖから最大電圧まで一緒に変化させる。その後ＦＯＵＴについては通常の、サイン波としての変化に移るが、ＲＯＵＴについては一定値を維持する。そして、１８０度分の時間が経過した段階で、ＲＯＵＴ変化を開始する。すなわち、１８０度進んだ段階で、ＦＯＵＴは最小電圧になっており、ＲＯＵＴが最大電圧になるため、ここを待ってＲＯＵＴの変化を開始する。
【００４７】
これによっても、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴが同一の電圧から徐々に電圧差が生じ、圧電素子への急激な大電圧印加を防止することができる。
【００４８】
さらに、図１２には、さらに他の例が示されている。この例では、駆動電源が立ち上がった後、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの両方を電圧０ｖに一定期間（１８０度の期間）最低電圧に維持する。そして、その後ＦＯＵＴを最低電圧から通常のサイン波として変化を開始させる。一方、ＲＯＵＴは最低電圧を後１８０度の期間維持し、ＦＯＵＴが最大電圧になった時点で、ＲＯＵＴ変化を最小電圧から開始する。すなわち、１８０度進んだ段階で、ＦＯＵＴは最大電圧になっており、ＲＯＵＴが最小電圧になるため、ここを待ってＲＯＵＴの変化を開始する。
【００４９】
これによっても、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴが同一の電圧から徐々に電圧差が生じ、圧電素子への急激な大電圧印加を防止することができる。
【００５０】
上記のような駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの生成は、図９に示したＤ／Ａコンバータ３０において発生するＲ側信号、Ｆ側信号を調整することにより行うことが好適である。図１０〜１２のような波形を出力するためには、カウンタ３２からの出力により、Ｄ／Ａコンバータ３０におけるスイッチの切り換えを制御すればよい。例えば、図１０のような波形を得るためには、当初Ｒ側信号と、Ｆ側信号を得るスイッチを同一の位置のものをオンし、中点電圧の位置から本来のスイッチングに戻せばよく、図１１，図１２のような波形を得る場合には、Ｒ側信号用のスイッチを１８０度の期間最も上または最も下のスイッチがオンするようにしておき、その後通常のスイッチングとすればよい。
【００５１】
「立ち下がり時の処理」
図１３は、電源立ち下がり時の駆動電源電圧および駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの波形を示す図である。異常検知の場合や、電源スイッチオフの場合などは、昇圧回路の動作を停止し、駆動電源出力がオフされるとともに、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴもその出力が停止される。
【００５２】
ここで、この駆動信号の出力停止の際に、図１３に示すように、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴが同一の中点に至ったときから、ＦＯＵＴの波形をＲＯＵＴと同一とする。そして、最下点に至ったときに、出力を停止する。
【００５３】
なお、このような制御は、上述と同様に図９に示したＤ／Ａコンバータ３０から出力する駆動波形をコントロールすることによって行う。図１３の例では、駆動信号ＦＯＵＴに対応する駆動波形を中点まで上昇した後最下点まで減少させる波形にすればよい。
【００５４】
これによって、圧電素子に対する印加電圧が０Ｖの状態で、圧電素子の両電極の電圧が一緒に下がることになり、圧電素子に対するショックが発生しない状態で駆動を停止することが可能になる。
【００５５】
なお、駆動電源電圧は、昇圧の停止により、外付けコンデンサＣ１に充電されていた電荷が抵抗Ｒ５，Ｒ６を介し放電されることで、低下する。また、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴについても、最低電圧に至ったときに出力が停止され、その後は抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４を介する放電で電極電圧がグランドレベルまで低下する。
【００５６】
「駆動電源電圧の制御」
上述のように、本実施形態では、電源電圧ＶＣＣに応じて駆動電源制御信号を発生し、昇圧を制御している。ここで、駆動電源電圧は、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴより大きい必要があるが、一定である必要はない。そこで、図１４に示すように駆動電源制御信号を駆動信号の波形に合わせて変更することが好適である。すなわち、図１４に示すようにスイッチ３４を設け、Ｒ側信号およびＦ側信号の大きい方をとった信号（山側のみが続く信号）を作成し、これを駆動電源制御信号とする。この駆動制御信号が、図３における昇圧回路に供給される。このため、図１５に示すように、駆動電源電圧が駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの両者の包絡線より少し高い山のみが続く波形となる。これによって、圧電素子駆動における出力トランジスタにおける損失を少なくして、効率的な圧電素子駆動を図ることができる。
【００５７】
図１６には、図１４の出力である、Ｒ側信号、Ｆ側信号を示している。このように、Ｄ／Ａコンバータ３０の出力として、相補的なＲ側信号、Ｆ側信号が得られ、電源の立ち下げ時には、Ｒ側信号、Ｆ側信号が一致して低下する。さらに、この例では、駆動電源制御信号について、Ｒ側信号、Ｆ側信号に対し、所定値だけ高くオフセットさせた信号としている。このオフセットは、所定のオフセット用の電源でオフセットしてもよいが、Ｄ／Ａコンバータ３０の出力自体をオフセットさせることも好適である。すなわち、Ｄ／Ａコンバータ３０についてＲ側信号、Ｆ側信号の作成に対し、余裕を持たせておき、Ｒ側信号、Ｆ側信号はＤ／Ａコンバータ３０の出力最大値に対し所定値以上低い値とし、駆動電源制御信号をＲ側信号、Ｆ側信号の高い方より所定値だけ高い値として出力すればよい。これによって、図１６のような駆動電源制御信号を得ることができる。そして、Ｒ側信号、Ｆ側信号が同一値になったところで、駆動電源制御信号を０Ｖとし、その後Ｒ側信号、Ｆ側信号を０Ｖへ移動させる。このようにして、図１６のような出力を利用することで、駆動信号および駆動電源電圧として、図１５に示したような波形が得られる。
【００５８】
なお、立ち上がり時においても、Ｄ／Ａコンバータ３０の出力に立ち上がり時のＲ側信号、Ｆ側信号を得ることが好適であるが、駆動電源制御信号についても同様に、Ｒ側信号、Ｆ側信号の包絡線より所定値高い信号とすることが好適である。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】圧電ポンプの構成を示す図である。
【図２】圧電ポンプのダイヤフラムの構成を示す図である。
【図３】高電圧出力ドライバーの出力部の構成を示す図である。
【図４】駆動信号の波形を示す図である。
【図５】出力アンプの構成を示す図である。
【図６】出力アンプの構成を示す図である。
【図７】電源ＶＤＡＣの出力のための構成を示す図である。
【図８】電源ＶＤＡＣの電源ＶＣＣに対する特性を示す図である。
【図９】電源ＶＤＡＣに応じた出力振幅の出力を得るＤ／Ａコンバータの構成を示す図である。
【図１０】立ち上がり時の駆動信号の波形の一例を示す図である。
【図１１】立ち上がり時の駆動信号の波形の他の例を示す図である。
【図１２】立ち上がり時の駆動信号の波形のさらに他の例を示す図である。
【図１３】立ち下がり時の駆動信号の波形の一例を示す図である。
【図１４】Ｒ側信号、Ｆ側信号、駆動電源制御信号を出力するＤ／Ａコンバータの構成を示す図である。
【図１５】立ち下がり時の駆動信号の波形の一例を示す図である。
【図１６】立ち下がり時のＲ側信号、Ｆ側信号、駆動電源制御信号の波形の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００６０】
１０ ポンプケーシング、１２ ダイヤフラム、１４ ポンプ室、１６ 流入部、１８ 流入口、２０ 流出部、２２ 流出口、２４，２６ 逆止弁、３０ コンバータ、３２ カウンタ回路、ＡＰ１，ＡＰ２ 出力アンプ、ＢＦ１，ＢＦ２，ＢＦ１１ バッファアンプ、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、ＣＰ１，ＣＰ２，ＣＰ３，ＣＰ４，ＣＰ１１，ＣＰ１２ コンパレータ、Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード、Ｑ１〜Ｑ３，Ｑ１１〜Ｑ２５ トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ７，Ｒ１１，Ｒ１２ 抵抗。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷へ駆動信号を出力する高電圧出力ドライバーおよびこれを用いた圧電ポンプに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、圧電素子を利用したダイヤフラムポンプが提案されている。このポンプは、圧電ポンプと呼ばれ、圧電素子への電圧印加の方向を順次変更することで、圧電素子を往復動作させてダイヤフラムを往復動作させて駆動される。
【０００３】
このような圧電ポンプでは、圧電素子に対する駆動信号を出力する駆動回路が必要であり、この駆動信号は、例えば一対の相補的なサイン波からなる。
【０００４】
【特許文献１】特開平６−１０９０６８号公報
【特許文献２】特開平８−２０５５６３号公報
【特許文献３】特開２０００−６０８４７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ここで、圧電素子のような負荷に対する駆動信号は比較的高電圧であり、電源の立ち下がり時において逆相の駆動信号を急激に停止するとショックが大きい場合もある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、負荷を駆動する高電圧出力ドライバーであって、低電圧電源の出力を昇圧して高電圧の駆動電源を発生する昇圧回路と、前記昇圧回路からの駆動電源を電源として、前記負荷を駆動する一対の相補的な駆動信号を出力する出力回路と、を有し、出力を停止する前記駆動電源の立ち下がり時において、一対の駆動信号の電位差が実質的に０の時点から両駆動信号を一緒にグランドレベルまで変化させることを特徴とする。
【０００７】
また、前記出力回路は、前記低電圧電源を電源として前記負荷の駆動波形を発生する駆動波形発生手段と、前記駆動電源を電源として、前記駆動波形を増幅する増幅回路と、を有し、前記駆動波形発生手段において、一対の駆動信号に対応する一対の駆動波形を発生することが好適である。
【０００８】
また、前記駆動電源の立ち下がり時において、前記一対の駆動信号は一緒に最低レベルに至るまで、前記駆動波形によって制御され、その後自然放電によってグランドレベルに至ることが好適である。
【０００９】
また、本発明は、上述の高電圧出力ドライバーとこの高電圧出力ドライバーの出力である駆動信号より駆動される負荷を含み、前記負荷は圧電素子であって、前記圧電素子を用いたダイヤフラムを往復動させて駆動される圧電ポンプに関する。
【発明の効果】
【００１０】
電源立ち上がり時におけるショックの発生を効果的に防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１２】
「圧電ポンプの構成」
圧電素子を利用したダイヤフラムポンプ（圧電ポンプ）の構成について、図１を用いて説明する。ポンプケーシング１０内には、周囲がポンプケーシング１０内壁に固定され、中央側が上下動するダイヤフラム１２が配置され、このダイヤフラム１２の一方側にポンプ室１４が形成される。ポンプ室１４には、流入通路１６に接続される流入口１８と、流出通路２０に接続される流出口２２が設けられ、流入通路１６と流入口１８の間には流入側の逆止弁２４、流出通路２０と流出口２２の間には流出側の逆止弁２６が設けられている。
【００１３】
ここで、ダイヤフラム１２は、図２に示すように薄い金属板Ｍの表裏両面に、両面に電極を有する圧電素子ＰＺ１，ＰＺ２を貼り合わせた構造になっている。そして、圧電素子ＰＺ１の上側の電極と、圧電素子ＰＺ２の下側の電極の間に１つの位相の交流電圧（サイン波状の駆動信号）が印加され、圧電素子ＰＺ１，ＰＺ２に挟まれた真ん中の金属板Ｍに位相が反対の（１８０度異なる）交流電圧（位相が反対のサイン波状の駆動信号）が印加される。これによって、２つの圧電素子ＰＺ１，ＰＺ２とも印加電圧が大きいときに大きく反ることになり、図１，２に示すように、ダイヤフラム１２が周辺部を支点とし真ん中を最大振幅として上下に振動することになる。
【００１４】
流入側の逆止弁２４は、ポンプ室１４へ流入する方向の流体の流れを許可し、反対の流れを阻止する。一方、流出側の逆止弁２６は、ポンプ室１４から流出する方向の流体の流れを許可し、反対の流れを阻止する。従って、図１に示すように、ダイヤフラム１２の振動に伴うポンプ室１４の容積変化に伴い、流入通路１６の流体がポンプ室１４を介し流出通路２０に押し出される。
【００１５】
「駆動信号出力回路」
図３には、圧電素子ＰＺへの駆動信号を出力する駆動信号出力回路の構成が示されている。１つの駆動波形（サイン波状の交流波形）であるＲ側入力信号は、バッファアンプＢＦ１の正入力端に入力される。このバッファアンプＢＦ１は、その出力が負入力端に接続されており、Ｒ側入力信号がそのままの波形で出力される。バッファアンプＢＦ１の出力はコンパレータ（エラーアンプ）ＣＰ１の正入力端に入力される。このコンパレータＣＰ１の負入力端には、帰還信号が入力されており、両信号の誤差信号がコンパレータＣＰ１の出力として得られる。得られた誤差信号は、高電源電圧で駆動される出力アンプＡＰ１に供給され、この出力アンプＡＰ１の出力が出力端Ｔ１に供給される。出力端Ｔ１には、圧電素子ＰＺの一方側の電極が接続されているとともに、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２を介しグランドに接続されている。分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点は、端子Ｔ２を介し、コンパレータＣＰ１の負入力端に接続され、出力電圧が分圧された電圧がコンパレータＣＰ１に負帰還される。
【００１６】
従って、コンパレータＣＰ１は、その出力が、帰還信号である分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点電圧がＲ側入力信号に一致するように動作し、従って出力端Ｔ１からの駆動信号ＲＯＵＴがＲ側入力信号に応じたものになる。
【００１７】
また、Ｆ側入力信号は、Ｒ側入力信号と位相が１８０度異なる信号（相補的な信号）であり、Ｆ側入力信号は、バッファアンプＢＦ２、コンパレータＣＰ２、出力アンプＡＰ２を介し、Ｆ側入力信号に対応した高電圧の駆動信号となり、出力端Ｔ３に供給される。出力端Ｔ３は、圧電素子ＰＺの他方側の電極が接続されているとともに、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を介しグランドに接続されており、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の中点電圧がコンパレータＣＰ２に負帰還されている。従って、出力端Ｔ３からの出力である駆動信号ＦＯＵＴが出力端Ｔ１からの駆動信号ＲＯＵＴと反対の極性の信号となり、圧電素子ＰＺの両面の電極に位相が１８０度異なる一対の駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴが印加されることになる。この圧電素子ＰＺが上述の圧電ポンプのダイヤフラム１２を構成しており、ダイヤフラム１２が往復移動することになる。なお、上述の圧電ポンプは、２つの圧電素子ＰＺ１，ＰＺ２を有しているが、圧電素子ＰＺがそのうちの１つに該当していても良いし、ダイヤフラム１２を１つの圧電素子ＰＺで構成してもよい。
【００１８】
次に、駆動電源制御信号は、コンパレータＣＰ３の正入力端に入力される。コンパレータＣＰ３の負入力端には帰還信号が入力されている。コンパレータＣＰ３の出力は、コンパレータＣＰ４の負入力端に入力される。このコンパレータＣＰ４の正入力端には、予め設定された三角波が供給されている。従って、このコンパレータＣＰ４の出力には、コンパレータＣＰ３の出力の電圧に応じたデューティー比のＰＷＭ信号が得られる。すなわち、駆動電源制御信号がフィードバック信号に比べて高ければ、コンパレータＣＰ３の出力電圧が高くなり、デューティー比（Ｈレベルの期間）が少ないＰＷＭ信号がコンパレータＣＰ４から出力される。なお、駆動電源制御信号は、後述するように、圧電素子ＰＺの駆動を制御するための制御電源電圧ＶＣＣに基づいて発生される。
【００１９】
コンパレータＣＰ４の出力は、ｐチャネルトランジスタＱ１と、ｎチャネルトランジスタＱ２のゲートに供給される。このトランジスタＱ１は、ソースが端子Ｔ５に接続され、ドレインがトランジスタＱ２のドレインに接続されており、トランジスタＱ２のソースはグランドに接続されている。そして、トランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン同士の接続点は、端子Ｔ６に接続されている。
【００２０】
端子Ｔ５には、外付けのコイルＬｖｓを介し、外付けのダイオードＤ１のアノードに接続され、このダイオードＤ１のカソードは外付けコンデンサＣ１を介しグランドに接続されている。また、端子Ｔ６には、ｎチャネルトランジスタＱ３のゲートが接続され、このトランジスタＱ３のドレインがコイルＬｖｓとダイオードＤ１の接続点に接続され、ソースがグランドに接続されている。
【００２１】
従って、コンパレータＣＰ４からの出力であるＰＷＭ信号がＨレベルであると、トランジスタＱ２がオンし端子Ｔ６がＬレベルとなりトランジスタＱ３はオフ、ＰＷＭ信号がＬレベルであると、トランジスタＱ２がオフし端子Ｔ６がＨレベルとなりトランジスタＱ３はオンする。このトランジスタＱ３がオンすることで、コイルＬｖｓにエネルギーが蓄積され、トランジスタＱ３がオフすることで、コイルＬｖｓに蓄積されたエネルギーに応じてコンデンサＣ１に充電される。従って、コンパレータＣＰ４からの出力におけるＬレベルの期間が長いほど、コンデンサＣ１への充電量が大きくなり、コンデンサＣ１からの出力である駆動電源電圧が高くなる。なお、ダイオードＤ１に並列してトランジスタを設けると、そのスイッチングにより駆動電源電圧を下げることが容易になる。
【００２２】
コンデンサＣ１の上側（ダイオードＤ１のカソードに接続される電極）は、端子Ｔ７に接続され、この端子Ｔ７が出力アンプＡＰ１，ＡＰ２へ駆動電源電圧として供給される。また、コンデンサＣ１の上側は、外付けの分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６を介しグランドに接続されている。分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６の中点は、外付けの抵抗Ｒ７、コンデンサＣ２を介し、端子Ｔ８に接続されている。そして、端子Ｔ８は、コンパレータＣＰ４の負入力端に接続されている。抵抗Ｒ７、コンデンサＣ２は、ハイパスフィルタを構成しており、これによって駆動電源電圧出力の高周波成分が除去される。さらに、分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６の中点は端子Ｔ９に接続されており、この端子Ｔ９がコンパレータＣＰ３の負入力端に接続されている。従って、駆動電源電圧を分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６で分圧した電圧が駆動電源制御信号と比較されるフィードバック信号（帰還信号）となり、帰還信号の電圧が駆動電源制御信号の電圧に一致するように、駆動電源電圧が制御される。
【００２３】
このようにして、駆動電源制御信号によって、駆動電源電圧を任意に制御することが可能になる。これによって、端子Ｔ１，Ｔ３からの出力である、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの振幅が制御される。なお、後述するように、駆動電源制御信号は、電源電圧ＶＣＣとして本ドライバーに外部から供給される。
【００２４】
図４には、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの状態が示してある。駆動電源電圧出力を下げることによって、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの振幅が小さくなる。これによって、圧電素子ＰＺの動きが制御され、圧電ポンプのダイヤフラムの振幅が制御されてポンプの吐出量を制御することができる。
【００２５】
「出力アンプＡＰの構成」
図５、図６には、出力アンプＡＰの構成例が示されている。ＩＣＯＭからは定電流が供給され、これがｎチャネルトランジスタＱ１１のドレインおよびゲートに供給される。トランジスタＱ１１のソースはグランド（ＰＧＮＤ）に接続されている。トランジスタＱ１１のゲートには、ソースがグランド（ＰＧＮＤ）に接続されたｎチャネルトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のゲートが共通接続されている。従って、トランジスタＱ１１に対し、トランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４がカレントミラーを構成し、これらトランジスタＱ１１〜Ｑ１４に同一の定電流が流れる。
【００２６】
トランジスタＱ１２のドレインには、ｐチャネルトランジスタＱ１５のドレインが接続されており、このトランジスタＱ１５のソースは駆動電源ＶＳに接続されている。トランジスタＱ１５はドレイン・ゲートが短絡されており、このゲートには、ソースがＶＳに接続されたｐチャネルトランジスタＱ１６，Ｑ１７のゲートが接続されている。従って、これらトランジスタＱ１６，Ｑ１７にも、トランジスタＱ１１に流れるのと同じ定電流が流れる。
【００２７】
トランジスタＱ１３のドレインは、２つのドレイン・ゲート間が短絡されたｐチャネルトランジスタＱ１８，Ｑ１９を介し、駆動電源ＶＳに接続されており、トランジスタＱ１３とトランジスタＱ１８のドレインがｐチャネルトランジスタＱ２０のゲートに接続されている。また、トランジスタＱ１７のドレインは、２つのドレイン・ゲート間が短絡されたｎチャネルトランジスタＱ２１，Ｑ２２を介し、外部のグランドに接続されている端子ＲＦに接続されている。トランジスタＱ１７とトランジスタＱ２１の接続点は、ｎチャネルトランジスタＱ２３のゲートに接続されている。
【００２８】
そして、トランジスタＱ２０のソースと、トランジスタＱ２３のドレインは、トランジスタＱ１６のドレインに共通接続されるとともに、ｐチャネルトランジスタＱ２４のゲートに接続されている。また、トランジスタＱ２０のドレインと、トランジスタＱ２３のソースは、トランジスタＱ１４のドレインに共通接続されるとともに、ｎチャネルトランジスタＱ２５のゲートに接続されている。また、トランジスタＱ２０のドレイン、トランジスタＱ２３のソース、トランジスタＱ１４のドレイン、ｎチャネルトランジスタＱ２５のゲートには、ＩＣＴＬＦ端からドライブ電流Ｉｄｒが供給される。すなわち、このＩＣＴＬＦ端がコンパレータＣＰ１（またはコンパレータＣＰ２）の出力に接続されている。
【００２９】
また、トランジスタＱ２４のソースは駆動電源ＶＳに接続され、ドレインはトランジスタＱ２５のドレインに接続されるとともに出力端子ＯＵＴ（Ｔ１またはＴ３）に接続されており、トランジスタＱ２５のソースは端子ＲＦに接続されている。
【００３０】
このような回路において、トランジスタＱ２０とトランジスタＱ２３には、トランジスタＱ１６に流れる定電流を分割した電流が流れる。また、トランジスタＱ１９，Ｑ１８には、トランジスタＱ１３に流れる定電流が流れ、トランジスタＱ２１，Ｑ２２には、トランジスタＱ１７に流れる電流が流れる。従って、通常は、トランジスタＱ２０，Ｑ２３に流れる電流は等しい。
【００３１】
ドライブ電流ＩｄｒがトランジスタＱ２５のゲートに向けて流れる電流Ｉｄｒ＋であるとこれによって、図５に示すように、トランジスタＱ２５がオンし、出力端ＯＵＴから電流を引き抜く方向の電流が流れ、出力端ＯＵＴはＬレベル側に動く。このとき、トランジスタＱ２０およびトランジスタＱ２３に流れる電流の和はトランジスタＱ１４に流れる定電流に等しいため、トランジスタＱ２４はオフしている。
【００３２】
一方、ドライブ電流ＩｄｒがトランジスタＱ２５のゲートから引き抜く方向に流れる電流Ｉｄｒ−であると、これによって、図６に示すように、トランジスタＱ２３のドレイン電流が大きくなり、トランジスタＱ２４がオンし、出力端ＯＵＴから電流を吐き出す方向の電流が流れ、出力端ＯＵＴはＨレベル側に動く。
【００３３】
このようにして、ＩＣＴＬＦに流れる電流に応じて、出力トランジスタＱ２４，Ｑ２５が制御されて、出力端ＯＵＴからの出力が制御される。この出力アンプＡＰは、駆動電源ＶＳからの電力によって出力を得る高耐圧出力部として機能する。従って、図３における出力アンプＡＰ１，ＡＰ２として、図５，６に示されるアンプをそれぞれ用意し、コンパレータＣＰ１，ＣＰ２の出力をそれぞれのアンプのＩＣＴＬＦに入力することによって、出力端ＯＵＴにおいて、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴをそれぞれ得ることができる。
【００３４】
なお、信号系の電源電圧は、例えば、５Ｖ程度であり、駆動電源ＶＳは例えば２００Ｖ程度である。
【００３５】
「ＶＣＣ連動ＤＡＣの構成」
従来の装置において、ファン駆動制御用にファンの駆動を制御する制御電源電圧である電源電圧ＶＣＣを出力できる回路がすでに用意されている場合がある。この場合には、この電源電圧ＶＣＣに応じて、圧電素子ＰＺを制御する信号を発生することが好適である。
【００３６】
図７には、このような場合に好適な構成が示されている。外部から入力されてくる電圧がポンプの駆動要求に従って適宜変更される電源ＶＣＣが入力される端子Ｔ１１は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の直列接続からなる分圧抵抗を介しグランドに接続されている。分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点は、出力が負入力端に短絡されたバッファアンプＢＦ１１の正入力端に入力され、この出力がＤ／Ａコンバータ３０の電源ＶＤＡＣとなっている。
【００３７】
なお、この例では、リファレンスＶ１が正入力端に入力され、負入力端に分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点が接続されるとともに、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点がダイオードＤ１１を介し出力に接続されるコンパレータＣＰ１１と、リファレンスＶ２が正入力端に入力され、負入力端に分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点が接続されるとともに、出力がダイオードＤ１２を介し分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点に接続されるコンパレータＣＰ１２と、が設けられている。ダイオードＤ１１は、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点からコンパレータＣＰ１１の出力に向けて流れる電流のみを流し、ダイオードＤ１２は、コンパレータＣＰ１１の出力から分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点に向けて流れる電流のみを流す。従って、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点電圧は、リファレンス電圧Ｖ１，Ｖ２でクリップされることになる。従って、電源ＶＤＡＣは、電源電圧ＶＣＣの変化に伴い、図８に示すように変化することになる。すなわち、電源ＶＤＡＣは、電源電圧ＶＣＣが０〜Ｖ２（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２の間はＶ２、Ｖ２（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２〜Ｖ１（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２の間はＶ２→Ｖ１に直線的に変化し、Ｖ１（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２以上ではＶ１に固定される。
【００３８】
図９には、Ｄ／Ａコンバータ３０の構成が示されている。電源ＶＤＡＣとグランドの間には、入力デジタル信号のビット数に応じた抵抗が直列接続されている。そして、各抵抗間の接続点には２つのスイッチがそれぞれ対応して設けられており、一方側のＲ側スイッチ群ＳＷｒの抵抗側でない端部が共通接続してＲ側信号の出力、他側のＦ側スイッチ群ＳＷｆの抵抗側でない端部が共通接続してＦ側信号の出力になっている。
【００３９】
また、Ｒ側、Ｆ側スイッチ群を制御するためにカウンタ回路３２が設けられている。このカウンタ３２は、所定のクロックをアップカウント、ダウンカウントを繰り返す。例えば、５１２段階のカウント値を０→５１１→０→５１１というように順次繰り返し出力する。そして、これらカウンタの出力がＲ側スイッチ群ＳＷｒとＦ側スイッチ群ＳＷｆとで、ちょうど反対の出力が出るように対応付けられている。すなわち、カウンタ３２の出力が０のときにＲ側スイッチ群ＳＷｒの出力が０であれば、Ｆ側スイッチ群ＳＷｆの出力が５１１となるように設定されている。
【００４０】
従って、Ｒ側信号、Ｆ側信号が図示のように、１クロックに対し順次変化する相補的なサインカーブになる。そして、電源ＶＤＡＣが変化することで、Ｒ側信号、Ｆ側信号の振幅が連動して変化する。従って、電源ＶＣＣに応じて振幅が変化するＲ側信号、Ｆ側信号がＤ／Ａコンバータ３０の出力に得られる。また、Ｄ／Ａコンバータ３０の最大出力が駆動電源制御信号として出力される。
【００４１】
このような図９の出力信号が図３のバッファアンプＢＦ１，ＢＦ２、コンパレータＣＰ３に入力される。そして、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６の比を適切に設定することで、入力されてくるＶＣＣに応じて、圧電ポンプの吐出量を目標値に制御することが可能になる。
【００４２】
なお、図９では、Ｄ／Ａコンバータ３０からＲ側信号、Ｆ側信号をそのまま出力することにした。しかし、Ｒ側信号、Ｆ側信号は上下対称である。従って、半分（１８０度分）の出力のみをＤ／Ａコンバータ３０から出力し、他の半分については、出力を反転することもできる。これによって、Ｄ／Ａコンバータ３０における抵抗列を半分の規模にすることが可能になる。
【００４３】
「立ち上がり時の処理」
図１０には、電源立ち上がり時の駆動電源電圧および駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの波形を示してある。
【００４４】
このように、駆動電源が立ち上がった後、ＲＯＵＴと、ＦＯＵＴとは、所定期間だけ同一の位相で変化する。この例においては、電圧０から最初に振幅の中点電圧に至るまでは、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴは一緒に変化する。そして、この中点電圧に至った時点から、本来のＲＯＵＴ，ＦＯＵＴとしての出力になる。この例では、中点電圧に至るまでＦＯＵＴの位相が反転されており、中点電圧に至ったときにそれまでと位相が反転されている。
【００４５】
このように、駆動開始時において、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴを所定期間だけ、同一の値（電圧差が０）の状態に維持し、その後通常の駆動とすることで、急激に圧電素子に大電圧が印加されることを防止して、起動時のショックを和らげることが可能となる。
【００４６】
また、図１１には、他の例が示されている。この例では、駆動電源が立ち上がった後、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの両方を電圧０ｖから最大電圧まで一緒に変化させる。その後ＦＯＵＴについては通常の、サイン波としての変化に移るが、ＲＯＵＴについては一定値を維持する。そして、１８０度分の時間が経過した段階で、ＲＯＵＴ変化を開始する。すなわち、１８０度進んだ段階で、ＦＯＵＴは最小電圧になっており、ＲＯＵＴが最大電圧になるため、ここを待ってＲＯＵＴの変化を開始する。
【００４７】
これによっても、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴが同一の電圧から徐々に電圧差が生じ、圧電素子への急激な大電圧印加を防止することができる。
【００４８】
さらに、図１２には、さらに他の例が示されている。この例では、駆動電源が立ち上がった後、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの両方を電圧０ｖに一定期間（１８０度の期間）最低電圧に維持する。そして、その後ＦＯＵＴを最低電圧から通常のサイン波として変化を開始させる。一方、ＲＯＵＴは最低電圧を後１８０度の期間維持し、ＦＯＵＴが最大電圧になった時点で、ＲＯＵＴ変化を最小電圧から開始する。すなわち、１８０度進んだ段階で、ＦＯＵＴは最大電圧になっており、ＲＯＵＴが最小電圧になるため、ここを待ってＲＯＵＴの変化を開始する。
【００４９】
これによっても、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴが同一の電圧から徐々に電圧差が生じ、圧電素子への急激な大電圧印加を防止することができる。
【００５０】
上記のような駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの生成は、図９に示したＤ／Ａコンバータ３０において発生するＲ側信号、Ｆ側信号を調整することにより行うことが好適である。図１０〜１２のような波形を出力するためには、カウンタ３２からの出力により、Ｄ／Ａコンバータ３０におけるスイッチの切り換えを制御すればよい。例えば、図１０のような波形を得るためには、当初Ｒ側信号と、Ｆ側信号を得るスイッチを同一の位置のものをオンし、中点電圧の位置から本来のスイッチングに戻せばよく、図１１，図１２のような波形を得る場合には、Ｒ側信号用のスイッチを１８０度の期間最も上または最も下のスイッチがオンするようにしておき、その後通常のスイッチングとすればよい。
【００５１】
「立ち下がり時の処理」
図１３は、電源立ち下がり時の駆動電源電圧および駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの波形を示す図である。異常検知の場合や、電源スイッチオフの場合などは、昇圧回路の動作を停止し、駆動電源出力がオフされるとともに、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴもその出力が停止される。
【００５２】
ここで、この駆動信号の出力停止の際に、図１３に示すように、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴが同一の中点に至ったときから、ＦＯＵＴの波形をＲＯＵＴと同一とする。そして、最下点に至ったときに、出力を停止する。
【００５３】
なお、このような制御は、上述と同様に図９に示したＤ／Ａコンバータ３０から出力する駆動波形をコントロールすることによって行う。図１３の例では、駆動信号ＦＯＵＴに対応する駆動波形を中点まで上昇した後最下点まで減少させる波形にすればよい。
【００５４】
これによって、圧電素子に対する印加電圧が０Ｖの状態で、圧電素子の両電極の電圧が一緒に下がることになり、圧電素子に対するショックが発生しない状態で駆動を停止することが可能になる。
【００５５】
なお、駆動電源電圧は、昇圧の停止により、外付けコンデンサＣ１に充電されていた電荷が抵抗Ｒ５，Ｒ６を介し放電されることで、低下する。また、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴについても、最低電圧に至ったときに出力が停止され、その後は抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４を介する放電で電極電圧がグランドレベルまで低下する。
【００５６】
「駆動電源電圧の制御」
上述のように、本実施形態では、電源電圧ＶＣＣに応じて駆動電源制御信号を発生し、昇圧を制御している。ここで、駆動電源電圧は、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴより大きい必要があるが、一定である必要はない。そこで、図１４に示すように駆動電源制御信号を駆動信号の波形に合わせて変更することが好適である。すなわち、図１４に示すようにスイッチ３４を設け、Ｒ側信号およびＦ側信号の大きい方をとった信号（山側のみが続く信号）を作成し、これを駆動電源制御信号とする。この駆動制御信号が、図３における昇圧回路に供給される。このため、図１５に示すように、駆動電源電圧が駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの両者の包絡線より少し高い山のみが続く波形となる。これによって、圧電素子駆動における出力トランジスタにおける損失を少なくして、効率的な圧電素子駆動を図ることができる。
【００５７】
図１６には、図１４の出力である、Ｒ側信号、Ｆ側信号を示している。このように、Ｄ／Ａコンバータ３０の出力として、相補的なＲ側信号、Ｆ側信号が得られ、電源の立ち下げ時には、Ｒ側信号、Ｆ側信号が一致して低下する。さらに、この例では、駆動電源制御信号について、Ｒ側信号、Ｆ側信号に対し、所定値だけ高くオフセットさせた信号としている。このオフセットは、所定のオフセット用の電源でオフセットしてもよいが、Ｄ／Ａコンバータ３０の出力自体をオフセットさせることも好適である。すなわち、Ｄ／Ａコンバータ３０についてＲ側信号、Ｆ側信号の作成に対し、余裕を持たせておき、Ｒ側信号、Ｆ側信号はＤ／Ａコンバータ３０の出力最大値に対し所定値以上低い値とし、駆動電源制御信号をＲ側信号、Ｆ側信号の高い方より所定値だけ高い値として出力すればよい。これによって、図１６のような駆動電源制御信号を得ることができる。そして、Ｒ側信号、Ｆ側信号が同一値になったところで、駆動電源制御信号を０Ｖとし、その後Ｒ側信号、Ｆ側信号を０Ｖへ移動させる。このようにして、図１６のような出力を利用することで、駆動信号および駆動電源電圧として、図１５に示したような波形が得られる。
【００５８】
なお、立ち上がり時においても、Ｄ／Ａコンバータ３０の出力に立ち上がり時のＲ側信号、Ｆ側信号を得ることが好適であるが、駆動電源制御信号についても同様に、Ｒ側信号、Ｆ側信号の包絡線より所定値高い信号とすることが好適である。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】圧電ポンプの構成を示す図である。
【図２】圧電ポンプのダイヤフラムの構成を示す図である。
【図３】高電圧出力ドライバーの出力部の構成を示す図である。
【図４】駆動信号の波形を示す図である。
【図５】出力アンプの構成を示す図である。
【図６】出力アンプの構成を示す図である。
【図７】電源ＶＤＡＣの出力のための構成を示す図である。
【図８】電源ＶＤＡＣの電源ＶＣＣに対する特性を示す図である。
【図９】電源ＶＤＡＣに応じた出力振幅の出力を得るＤ／Ａコンバータの構成を示す図である。
【図１０】立ち上がり時の駆動信号の波形の一例を示す図である。
【図１１】立ち上がり時の駆動信号の波形の他の例を示す図である。
【図１２】立ち上がり時の駆動信号の波形のさらに他の例を示す図である。
【図１３】立ち下がり時の駆動信号の波形の一例を示す図である。
【図１４】Ｒ側信号、Ｆ側信号、駆動電源制御信号を出力するＤ／Ａコンバータの構成を示す図である。
【図１５】立ち下がり時の駆動信号の波形の一例を示す図である。
【図１６】立ち下がり時のＲ側信号、Ｆ側信号、駆動電源制御信号の波形の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００６０】
１０ ポンプケーシング、１２ ダイヤフラム、１４ ポンプ室、１６ 流入部、１８ 流入口、２０ 流出部、２２ 流出口、２４，２６ 逆止弁、３０ コンバータ、３２ カウンタ回路、ＡＰ１，ＡＰ２ 出力アンプ、ＢＦ１，ＢＦ２，ＢＦ１１ バッファアンプ、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、ＣＰ１，ＣＰ２，ＣＰ３，ＣＰ４，ＣＰ１１，ＣＰ１２ コンパレータ、Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード、Ｑ１〜Ｑ３，Ｑ１１〜Ｑ２５ トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ７，Ｒ１１，Ｒ１２ 抵抗。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷を駆動する高電圧出力ドライバーであって、
低電圧電源の出力を昇圧して高電圧の駆動電源を発生する昇圧回路と、
前記昇圧回路からの駆動電源を電源として、前記負荷を駆動する一対の相補的な駆動信号を出力する出力回路と、
を有し、
出力を停止する前記駆動電源の立ち下がり時において、一対の駆動信号の電位差が実質的に０の時点から両駆動信号を一緒にグランドレベルまで変化させることを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項２】
請求項１に記載の高電圧出力ドライバーにおいて、
前記出力回路は、
前記低電圧電源を電源として前記負荷の駆動波形を発生する駆動波形発生手段と、
前記駆動電源を電源として、前記駆動波形を増幅する増幅回路と、
を有し、
前記駆動波形発生手段において、一対の駆動信号に対応する一対の駆動波形を発生することを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項３】
請求項２に記載の高電圧出力ドライバーにおいて、
前記駆動電源の立ち下がり時において、前記一対の駆動信号は一緒に最低レベルに至るまで、前記駆動波形によって制御され、その後自然放電によってグランドレベルに至ることを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１つに記載の高電圧出力ドライバーとこの高電圧出力ドライバーの出力である駆動信号より駆動される負荷を含み、
前記負荷は圧電素子であって、前記圧電素子を用いたダイヤフラムを往復動させて駆動されることを特徴とする圧電ポンプ。
【請求項１】
負荷を駆動する高電圧出力ドライバーであって、
低電圧電源の出力を昇圧して高電圧の駆動電源を発生する昇圧回路と、
前記昇圧回路からの駆動電源を電源として、前記負荷を駆動する一対の相補的な駆動信号を出力する出力回路と、
を有し、
出力を停止する前記駆動電源の立ち下がり時において、一対の駆動信号の電位差が実質的に０の時点から両駆動信号を一緒にグランドレベルまで変化させることを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項２】
請求項１に記載の高電圧出力ドライバーにおいて、
前記出力回路は、
前記低電圧電源を電源として前記負荷の駆動波形を発生する駆動波形発生手段と、
前記駆動電源を電源として、前記駆動波形を増幅する増幅回路と、
を有し、
前記駆動波形発生手段において、一対の駆動信号に対応する一対の駆動波形を発生することを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項３】
請求項２に記載の高電圧出力ドライバーにおいて、
前記駆動電源の立ち下がり時において、前記一対の駆動信号は一緒に最低レベルに至るまで、前記駆動波形によって制御され、その後自然放電によってグランドレベルに至ることを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１つに記載の高電圧出力ドライバーとこの高電圧出力ドライバーの出力である駆動信号より駆動される負荷を含み、
前記負荷は圧電素子であって、前記圧電素子を用いたダイヤフラムを往復動させて駆動されることを特徴とする圧電ポンプ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２０１０−１３６１５０（Ｐ２０１０−１３６１５０Ａ）
【公開日】平成２２年６月１７日（２０１０．６．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−３１０６８４（Ｐ２００８−３１０６８４）
【出願日】平成２０年１２月５日（２００８．１２．５）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【出願人】（５０６２２７８８４）三洋半導体株式会社 (1,155)
【出願人】（００００１００９８）アルプス電気株式会社 (4,263)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年６月１７日（２０１０．６．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１２月５日（２００８．１２．５）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【出願人】（５０６２２７８８４）三洋半導体株式会社 (1,155)
【出願人】（００００１００９８）アルプス電気株式会社 (4,263)
【Ｆターム（参考）】
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