電源装置

【課題】キャリア信号周波数にかかわらず、しかも制御負荷が重くなることなく、インバータ出力電圧の歪みを解消することができる信頼性にすぐれた電源装置を提供する。
【解決手段】単相インバータ２０に対するスイッチング用のＰＷＭ信号をキャリア信号と指令信号との電圧比較により生成する際に、その指令信号の正レベル電圧および負レベル電圧にそれぞれ補正バイアスＶ３を付加する。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電圧をスイッチングによりレベル変換するコンバータ、およびこのコンバータの出力をスイッチングにより交流に変換するインバータからなる電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽電池（ＰＶ）の発電電力を取り出し、それをコンバータで昇圧（レベル変換）し、昇圧した直流電圧をインバータで交流に変換して負荷に供給する電源装置として、インバータを商用交流電源系統と連系して動作させる系統連系運転の機能、およびインバータを商用交流電源系統と関わりなく動作させる自立運転の機能を有するものがある（例えば特許文献１）。
【０００３】
この電源装置では、自立運転時、インバータに対するスイッチング用のＰＷＭ信号がキャリア信号（三角波信号電圧）と正弦波の指令信号Ｖrms_ST_REF（実効値）との電圧比較により生成される。この生成されたＰＷＭ信号によってインバータのスイッチング素子がオン，オフされ、そのオン，オフデューティに応じたレベルの交流電圧Ｖinv_ad_rms（実効値）がインバータから出力される。さらに、実際に出力される交流電圧Ｖinv_ad_rmsと指令信号Ｖrms_ST_REFの電圧との差ΔＶrmsが求められ、その電圧差ΔＶrmsのＰＩ制御により得られる補正電圧Vrms_refpiが指令信号Ｖrms_ST_REFに付加される。この付加によって図１０に示す新たな指令信号Vac_Refが得られ、その指令信号Vac_Refに基づくＰＷＭ信号の生成により、歪みの小さい正弦波電圧をインバータから出力するようにしている。
【０００４】
ここで、
【数２】

【０００５】
である。
【０００６】
Ｋsoftはインバータ起動時にソフト起動を行うための“０”〜“１”のソフトスタート係数。ωｔ＝ωｔ＋Δωｔ。Δωｔ＝２πＨｚ／ｆｃ。Hzは商用交流電源系統の周波数（50／60Hz）。ｆｃはインバータ用のＰＷＭ信号を生成するためのキャリア信号周波数である。
【特許文献１】特開２００１−３７２４６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記の電源装置の場合、インバータ出力電圧の零クロス付近で指令信号Vac_Refの有効レベルが低下するため、図１１に示すように、インバータから出力される交流電圧Ｖinv_ad_rmsの零クロス付近に歪みが生じるという問題がある。一般に、自立運転では抵抗負荷における出力電圧歪み率が総合５％以下となるように設計されるが、上記の電源装置では零クロス付近にマージンがない。
【０００８】
また、上記のように、実際に出力される交流電圧Ｖinv_ad_rmsと指令信号Ｖrms_ST_REFの電圧との差ΔＶrmsを指令信号にフィードバックして加えるものでは、比較的高いキャリア信号周波数でないと歪み低減効果が小さく、制御負荷も重くなるという問題がある。
【０００９】
この発明は、上記の事情を考慮したもので、その目的は、キャリア信号周波数にかかわらず、しかも制御負荷が重くなることなく、インバータ出力電圧の歪みを解消することができる信頼性にすぐれた電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
請求項１に係る発明の電源装置は、直流電圧をスイッチングによりレベル変換するコンバータ、このコンバータの出力をスイッチングにより交流に変換するインバータ、このコンバータおよびインバータに対するスイッチング用のＰＷＭ信号をキャリア信号と指令信号との電圧比較により生成する制御手段を備えたものであって、前記制御手段は、前記インバータに対するスイッチング用のＰＷＭ信号をキャリア信号と指令信号との電圧比較により生成する際に、その指令信号の正レベル電圧および負レベル電圧にそれぞれ補正バイアスを付加する。
【発明の効果】
【００１１】
この発明の電源装置によれば、キャリア信号周波数にかかわらず、しかも制御負荷が重くなることなく、インバータ出力電圧の歪みを解消することができ、信頼性が向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、この発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１において、１は太陽電池（ＰＶ）で、光を受けることにより、直流電圧を出力する。この出力電圧が開閉器２を介してコンデンサ３，４に印加され、そのコンデンサ３，４の電圧がコンバータたとえば昇圧チョッパ５に供給される。昇圧チョッパ５は、直流リアクトル６、スイッチング素子たとえばＩＧＢＴ７、逆流防止用ダイオード８、およびコンデンサ９を有し、制御部である制御部６０から供給されるＰＷＭ信号に応じてＩＧＢＴ７がオン，オフ（スイッチング）することにより、入力電圧（直流電圧）を所定レベルに昇圧（レベル変換）する。
【００１３】
この昇圧チョッパ５の出力電圧が単相インバータ２０に供給される。単相インバータ２０は、４つのスイッチング素子たとえばＩＧＢＴ２１，２２，２３，２４からなるフルブリッジ回路、これらＩＧＢＴにそれぞれ逆並列接続された還流ダイオードＤ、および各ＩＧＢＴのゲートに接続されたゲート駆動回路３１，３２，３３，３４を有し、制御部６０から供給されるＰＷＭ信号に応じて各ＩＧＢＴがオン，オフ（スイッチング）することにより、入力電圧（直流電圧）を所定周波数の交流電圧に変換する。
【００１４】
この単相インバータ２０の出力端に、交流リアクトル４１およびコンデンサ４２からなるノイズ低減用のＬＣフィルタを介して、さらにリレー接点４３，４４を介して、コンデンサ４５，４６の直列回路が接続される。そして、コンデンサ４５，４６の直列回路に商用交流電源系統（単相AC200V）４７が接続される。また、単相インバータ２０の出力端に、上記交流リアクトル４１およびコンデンサ４２からなるノイズ低減用のＬＣフィルタを介して、さらにリレー接点４８を介して、コンデンサ４９が接続される。このコンデンサ４９に生じる電圧が、自立運転用の交流電源（単相AC100V）５０の電圧として外部出力される。リレー接点４３，４４，４８は、制御部６０により制御される。
【００１５】
制御部６０は、制御の中枢となるＭＣＵ６１、データ記憶用の不揮発性メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）６２、電圧・電流検出用のＡ／Ｄコンバータ６３、昇圧チョッパ5および単相インバータ２０に対するＰＷＭ信号生成用のＰＷＭ生成器６４、および電圧・電流検出用のＡ／Ｄコンバータ６５などを有する。そして、太陽電池１の電圧（ＰＶ電圧という）、太陽電池１の電流（ＰＶ電流という）、このＰＶ電流の地絡、昇圧チョッパ５の出力電圧（昇圧電圧という）のそれぞれ検出ラインがＡ／Ｄコンバータ６３に接続され、単相インバータ２０の出力電圧（インバータ出力電圧という）、単相インバータ２０の出力電流（インバータ出力電流という）、インバータ出力電流の直流成分、商用交流電源系統（単相AC200V）の電圧（および周波数）のそれぞれ検出ラインがＡ／Ｄコンバータ６５に接続される。
【００１６】
ＭＣＵ６１は、各検出ラインを通して各部の状態を監視し、その監視結果に応じてＰＷＭ生成器６４によるＰＷＭ信号の生成を制御するもので、主要な機能として次の（１）〜（３）を有する。
（１）リレー接点４３，４４をオンしてリレー接点４８をオフし、単相インバータ２０を商用交流電源系統４７と連系して動作させる系統連系運転の制御手段。
【００１７】
（２）リレー接点４３，４４をオフしてリレー接点４８をオンし、単相インバータ２０を商用交流電源系統４７と関わりなく動作させる自立運転の制御手段。
【００１８】
（３）昇圧チョッパ５および単相インバータ２０に対するスイッチング用のＰＷＭ信号をキャリア信号（例えば三角波信号電圧）と指令信号との電圧比較により生成するとともに、とくに自立運転時の単相インバータ２０に対するＰＷＭ信号の生成に際し、指令信号の正レベル電圧および負レベル電圧にそれぞれ補正バイアスを付加する制御手段。
【００１９】
作用について説明する。
先ずリレー接点４４がオンされて商用交流電源系統４７の電圧と周波数が監視されるとともに、ＰＶ電圧が監視される。この系統電圧・周波数およびＰＶ電圧が規定値以下の状態で一定の待機時間（例えば３００sec程度）が経過すると、リレー接点４３がオンされ、単相インバータ２０が商用交流電源系統４７と連系して動作する系統連系運転が開始される。この開始までの待機時間中、系統電圧の周波数（系統周波数という）が認識されて不揮発性メモリ６２に記憶される。
【００２０】
そして、単相インバータ２０に対するスイッチング用のＰＷＭ信号がキャリア信号（三角波信号電圧）と正弦波の指令信号Vac_Ref（実効値）との電圧比較により生成される。正弦波の指令信号Vac_Refは、不揮発性メモリ６２に記憶された系統周波数と同じ周波数に設定される。そして、生成されたＰＷＭ信号によって単相インバータ２０のスイッチング素子がオン，オフされ、そのオン，オフデューティに応じたレベルの交流電圧Ｖinv_ad_rms（実効値）が単相インバータ２０から出力される。
【００２１】
この系統連系運転において、商用交流電源系統４７側の負荷で電力が消費されて昇圧チョッパ５の出力電圧が下降した場合、昇圧チョッパ５に対するＰＷＭ信号のオン，オフデューティが増加方向に制御され、昇圧チョッパ５の出力電圧が予め定められたレベルまで上昇する。この過程で、太陽電池１から最大電力を得るためのＭＰＰＴ（山登り法）制御が実行される。
【００２２】
系統電圧が所定値以上に上昇すると、無効電力を注入して系統電圧の上昇を抑える無効電力注入制御が行われる。また、商用交流電源系統４７が遮断された場合には、単独運転であることを検出する必要がある。これは、系統連系運転に於ける重要な制御機能の一つとなる。すなわち、単独運転検出機能として、受動方式と能動方式があり、両者が併用される事が多い。受動方式は、周波数の変動率や位相跳躍（位相の急変）などを監視して検出するものである。能動方式には、インバータ出力電圧の位相角を系統電圧に対して少し進めて運転する周波数シフトがあり、零クロス検出を系統電圧で行ない、前の零クロス検出の周期でインバータ出力電圧を生成していく。従って、商用交流電源系統４７が遮断されるまでは系統電圧の周波数に同期してインバータ出力電圧が生成されるが、商用交流電源系統４７が遮断されると、１サイクル毎にインバータ出力電圧の周期が上記進み位相角だけ減少して周波数異常として検出される。更に、商用交流電源系統４７が遮断される過渡期に周波数および電圧が所定範囲を逸脱した場合にはその時点で能動検出（ＵＶＲ：低電圧、ＯＶＲ：高電圧、ＵＦＲ：低周波数，ＯＦＲ：高周波数）が行われる。
【００２３】
また、インバータ出力過電圧、インバータ出力過電流、インバータ出力電流の直流分超過、ＰＶ電圧超過、ＰＶ電流超過、ＰＶ地絡（零相ＣＴを介したＰＶ電流の不平衡検出）、昇圧電圧などが監視され、これら監視結果のいずれかに異常が生じた場合は操作表示部（図示しない）でエラーが報知されるとともに運転が停止される。
【００２４】
一方、自立運転では、単相インバータ２０に対するスイッチング用のＰＷＭ信号がキャリア信号（三角波信号電圧）と正弦波の指令信号Vac_Ref（実効値）との電圧比較により生成される。正弦波の指令信号Vac_Refは、系統連系運転の待機時間中に認識されて不揮発性メモリ６２に記憶された系統周波数と同じ周波数に設定される。そして、生成されたＰＷＭ信号によって単相インバータ２０のスイッチング素子がオン，オフされ、交流電圧Ｖinv_ad_rms（実効値１００Ｖ）が単相インバータ２０から出力される。
【００２５】
系統連系運転が実施されずに初めから自立運転が実施される場合には、指令信号Vac_Refの周波数が不揮発性メモリ６２に予め記憶されているデフォルトの周波数に設定される。
【００２６】
とくに、この自立運転では、図２に示すように、指令信号Vac_Refの正レベル電圧および負レベル電圧にそれぞれ補正バイアスＶ３が付加される。
【００２７】
すなわち、指令信号Ｖac_ref≧０のとき、その指令信号Ｖac_refが次のように設定される。
【数３】

【００２８】
指令信号Ｖac_ref＜０のとき、その指令信号Ｖac_refが次のように設定される。
【数４】

【００２９】
Ｋsoftはインバータ起動時にソフト起動を行うための“０”〜“１”のソフトスタート係数。ωｔ＝ωｔ＋Δωｔ。Δωｔ＝２πＨｚ／ｆｃ。Hzは商用交流電源系統の周波数（50／60Hz）。ｆｃはインバータ用のＰＷＭ信号を生成するためのキャリア信号周波数である。
【００３０】
このように、指令信号Vac_Refの正レベル電圧および負レベル電圧にそれぞれ補正バイアスＶ３が付加されることにより、零クロス付近で指令信号Vac_Refの有効レベルが低下するのを抑制できて、図３に示すように、零クロス付近はもちろん全ての波形にわたって歪みが解消された交流電圧Ｖinv_ad_rmsが単相インバータ２０から出力される。
【００３１】
出力電圧歪み率ＴＨＤについては、単相インバータ２０の目標出力電圧の振幅をＶ１とすると、その振幅Ｖ１に対する２次〜４０次の高調波成分の比率として次式で求めることができ、大幅な改善効果が得られる。
【数５】

【００３２】
本発明の出力電圧歪み率と従来の出力電圧歪み率とを図４に対比して示す。とくに、従来のように、実際のインバータ出力電圧と指令信号の電圧との差を指令信号にフィードバックして加えるものでは、比較的高いキャリア信号周波数でないと歪み低減効果が小さく、制御負荷も重くなるという問題があるのに対し、本発明の場合はキャリア信号周波数にかかわらず、しかも制御負荷が重くなることなく、インバータ出力電圧の歪みを大幅に低減できるという効果が得られる。
【００３３】
ところで、図５および図６に示すように、元々の指令信号Vac_Refの振幅がＶ１、その指令信号Vac_Refに付加される補正バイアスがＶ３、その補正バイアスＶ３の付加による指令信号Vac_Refの桁上げ振幅がＶ２のとき、補正バイアスＶ３は次のように設定される。
【数６】

【００３４】
この補正バイアスＶ３の設定により、補正バイアスＶ３が付加される場合と付加されない場合とで、単相インバータ２０の出力電圧Ｖinv_ad_rmsの実効値に変化が生じないようになる。この補正バイアスＶ３の設定の一例を図７に示す。
【００３５】
すなわち、補正バイアスＶ３が付加される場合と付加されない場合の単相インバータ２０の出力電圧Ｖinv_ad_rmsの実効値が等しいとする。
【数７】

【００３６】
次に、上式の両辺を二乗して等しいとおく。
【数８】

【００３７】
右辺１項は、
【数９】

【００３８】
右辺２項は、
【数１０】

【００３９】
右辺＝右辺１項＋右辺２項であり、
【数１１】

【００４０】
これらの式から、補正バイアスＶ３が付加された場合に得られる単相インバータ２０の出力電圧の振幅Ｖ２を決めたとき、下式のような補正バイアスＶ３の２次方程式が得られる。
【数１２】

【００４１】
補正バイアスＶ３の２次方程式の解は、２次方程式の解の公式より以下となる。
【数１３】

【００４２】
Ｖ３＞０、Ｖ２＞０の条件から次式でＶ３が決まる。
【数１４】

【００４３】
ここで、
【数１５】

【００４４】
の場合の解の例を図８に示す。
【数１６】

【００４５】
の場合の解の例を図９に参考として示す。
【００４６】
なお、この発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】この発明の一実施形態の構成を示すブロック図。
【図２】一実施形態における指令信号に補正バイアスが付加された状態の波形を示す図。
【図３】一実施形態におけるインバータ出力電圧の波形を示す図。
【図４】本発明の出力電圧歪み率と従来の出力電圧歪み率とを対比して示す図。
【図５】一実施形態における指令信号の波形を示す図。
【図６】一実施形態における指令信号に補正バイアスが付加された場合の指令信号の桁上げ振幅を示す図。
【図７】一実施形態における補正バイアスの設定の一例を示す図。
【図８】一実施形態における補正バイアスの一つの解の波形を示す図。
【図９】一実施形態における補正バイアスの他の解の波形を参考として示す図。
【図１０】従来装置のフィードバックによる新たな指令信号の波形を示す図。
【図１１】従来装置のインバータ出力電圧の波形を示す図。
【符号の説明】
【００４８】
１…太陽電池、５…昇圧チョッパ（コンバータ）、７…ＩＧＢＴ、２０…単相インバータ、２１，２２，２３，２４…ＩＧＢＴ、３１，３２，３３，３４…ゲート駆動回路、４７…商用交流電源系統、５０…自立運転用の交流電源、６０…制御部、６１…ＭＣＵ

【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧をスイッチングによりレベル変換するコンバータ、このコンバータの出力をスイッチングにより交流に変換するインバータ、このコンバータおよびインバータに対するスイッチング用のＰＷＭ信号をキャリア信号と指令信号との電圧比較により生成する制御手段を備えた電源装置において、
前記制御手段は、前記インバータに対するスイッチング用のＰＷＭ信号をキャリア信号と指令信号との電圧比較により生成する際に、その指令信号の正レベル電圧および負レベル電圧にそれぞれ補正バイアスを付加することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記インバータを商用交流電源系統と連系して動作させる系統連系運転の手段と、前記インバータを商用交流電源系統と関わりなく動作させる自立運転の手段とをさらに備え、
前記制御手段は、前記自立運転時に前記バイアスの付加を実行する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記指令信号の振幅がＶ１、その指令信号に付加される補正バイアスがＶ３、その補正バイアスＶ３の付加による指令信号の桁上げ振幅がＶ２のとき、補正バイアスＶ３は次のように設定され、
【数１】